Реализуемые в настоящее время весовые модули на СВЧ являются, как правило, пассивными. Они выполняются на основе СВЧ аттенюаторов и фазовращателей [4,5].
Простейший весовой модуль может состоять из последовательно включенных управляемых аттенюатора и фазовращателя, причем фазу необходимо изменять во всем диапазоне углов от 0° до 360°. Для управления отдельно амплитудой и фазой колебания в каждом канале необходимы напряжения (или цифровые коды), пропорциональные модулю /ri/ и аргументу argri весового коэффициента (рис. 5.13). Однако такие весовые модули не нашли широкого применения ввиду трудности построения широкополос-
|
|
|
ных фазовращателей с постоянными потерями во всем требуемом диапазоне регулирования фазы. |
В квадратурном весовом модуле (рис. 5.14,а) принцип управления комплексным 'коэффициентом передачи сигнала основан на
расщеплении его на две равные по амплитуде с взаимным сдвигом фаз 90° квадратурные составляющие, которые после прохождения через управляемые аттенюаторы и коммутаторы фазы 0°, 180° оказываются умноженными на вещественную sign Re r,|Re r,-| и мнимую sign Im rt j lm rt j части весового вектора. Результирующий сигнал на выходе сумматора оказывается умноженным на комплексный весовой коэффициент ri (рис. 5.14,6).
Дальнейшее развитие квадратурного весового модуля показано на рис. 5.15. Здесь производится разделение входного сигнала на четыре равные части и после соответствующего изменения фазы и интенсивности сигнала в каждом подканале они складываются в сумматоре на четыре входа. Управление верхней и нижней парами аттенюаторов производится раздельно. Причем на один из аттенюаторов поступает непосредственно реальная или мнимая часть весового коэффициента, а на второй—через инвертор (ИНВ). Здесь каждый аттенюатор управляется только при подаче положительного напряжения, а при подаче отрицательного — .имеет максимальное ослабление. Тогда в каждый момент времени в каждой паре приоткрыт только один аттенюатор в зависимости от знака реальной (мнимой) части весового коэффициента и обеспечивается выбор необходимого квадранта комплексной плоскости коэф-
фициента передачи весового модуля рис. 5.14,6. Амплитуды управляющих напряжений обеспечивают установку заданного комплексного коэффициента передачи в выбранном квадранте.
По сравнению с предыдущими вариантами построения весового модуля последний имеет значительные энергетические потери (более 10дБ), обусловленные делителем, сумматором и тем, что в каждый момент времени приоткрыты только один или два аттенюатора из четырех. Для исключения этих потерь перед пассивными весовыми модулями обычно устанавливают МШУ.
В качестве управляемых аттенюаторов в весовых модулях обычно используются аттенюаторы на р—i—п-диодах с аналоговым или цифровым управлением [7]. В низкой части СВЧ диапазона в качестве управляемых элементов могут широко использоваться регулируемые усилители на двухзатворных полевых транзисторах из арсенида галлия с затвором Шоттки (ДПТШ). Параметры некоторых весовых модулей СВЧ можно найти в [14].
Весовые модули на промежуточной частоте и низкой части СВЧ диапазона волн строятся чаще всего по квадратурным схемам с активными балансными усилителями в каждом квадратурном подканале (смотри структурные схемы предыдущего подраздела). Балансные усилители обычно создаются на микросхемах, транзисторах и имеют дифференциальное управление. Упрощенная принципиальная схема транзисторного балансного усилителя
|
|
|
приведена на рис. 5.16. При равенстве нулю управляющего напряжения (Uy=0) амплитуды и фазы токов промежуточной частоты, протекающие через транзисторы УТЛ и VT2, одинаковы. По- |
этому амплитуда выходного напряжения, снимаемого со вторичной обмотки трансформатора, равна нулю. Если управляющее напряжение, подводимое к базам транзисторов в различной полярности, отлично от нуля (Uу<>0), то амплитуды токов транзисторов будут неодинаковыми. В результате амплитуда выходного напряжения промежуточной частоты увеличивается пропорционально /Uу/, а его фаза 0° или 180° определяется знаком Uy.
В гетеродинных автокомпенсаторах в качестве весовых модулей используются смесители. В этих модулях взвешивание входных сигналов совмещено с преобразованием их центральных час-тог н осуществляется за счет изменения амплитуды и фазы колебания гетеродинного напряжения, которое является комплексным весовым коэффициентом. Структурная схема одноканального гетеродинного автокомпенсатора помех приведена на рис. 5.17. Работа автокомпенсатора достаточно подробно описана в [2].
При ее технической реализации используются обычные усилители промежуточной частоты и смесители, рассмотренные в разд. 2. Использование в качестве интеграторов (Инт) обычных резонансных систем 'не всегда возможно, так ка|к часто получить достаточно узкую полосу пропускания на частоте гетеродина не удается. Кроме того, в таких интеграторах трудно обеспечить высокую фазовую стабильность и возможность регулировки постоянной времени интегрирующего фильтра [9]. Эти требования делают более предпочтительным вариант построения интегратора с разложением выходного сигнала См 3 на синфазную и квадратурную составляющие, которые после интегрирования в низкочастотных RС-фильтрах преобразуются в радиосигнал на частоте гетеродина при помощи модуляторов Ми сумматора радиосигналов E (Рис- 5.18). 284
В настоящее время сумматоры радиосигналов разрабатывают как на базе пассивных элементов, так и на базе транзисторных усилителей (рис. 5,19,а,б,в). В схеме рис. 5.19,а резисторы Rl, R2 служат для уменьшения связи между входными цепями. Обычно выбирают Rl, R2 > (10...20) R, где /?вх —входное сопротивление резонансного усилителя [8].
Транзисторные сумматоры рис. 5.13,б,е характеризуется еще
Уважаемый посетитель!
Чтобы распечатать файл, скачайте его (в формате Word).
Ссылка на скачивание - внизу страницы.
