Приемно-передающие устройства радио­технических систем: Учебное пособие, страница 50

Для определения предельной чувствительности Р_пред корреля­ционного либо корреляционно-фильтрового РПрУ воспользуемся выражением для отношения сигнал-шум на выходе коррелятора [27]

Где                                                                                                (3.53)

- коэффициент корреляции входных и гетеродинных коле­баний    (рис. 3.40);

q²_вх и q²_ог — отношения сигнал-шум по мощности на входах кор­релятора;

ρ²(τ, F) — время-частотная функция рассогласования принима­емых и гетеродинных сигналов [1]:

К_сж = Δf_с• τ_сэ — коэффициент сжатия полезного сигнала по спектру.

Для определения предельной чувствительности примем два пред­положения, выполняющиеся на практике: q²_вх « 1,  q²_ог  » 1. Тогда из (3.53) следует, что ρ² ≈ q²_вх • ρ²(τ, F), a q²_вых = q²_вх •К_сж• ρ²(τ, F). Руко­водствуясь определением Р_пред, из условия q²_вых= 1 с учетом энергетических   потерь   при   обработке   получаем

Сравнение данного выражения с формулой предельной чувст­вительности фильтрового приемного устройства (3.11) показыва­ет, что с учетом (3.52) при τ=0 и F=0 они совпадают, хотя пре­образования сигналов в корреляционном и фильтровом приемни­ках   существенно   отличаются.

Величина α_п в корреляционном (корреляционно-фильтровом) приемном устройстве в основном определяется частотными расст­ройками гетеродинов приемника, его резонансного тракта, особенно стабильностью настройки интегрирующих фильтров. Поэтому в резонансных цепях таких приемников, как правило, применяются фильтры с высокой механической прочностью и температурной стабильностью (фильтры на ПАВ, кварцевые, электромеханиче­ские фильтры и др.), для которых величина потерь α_п, возника­ющих ввиду изменения полосы пропускания и формы АЧХ, а так-

204

же резонансной частоты широкополосного приемного тракта, рас положенного до перемножителя    коррелятора,  составляет  менее 1   дБ    [15]..

Учитывая, что Δf_{гет i} < П_инт , представим амплитуду напряже­ния на выходе интегрирующего фильтра в виде

Из данного выражения следует, что в случае независимых ухо­дов   частоты   гетеродинов

Влияние на величину α_п нестабильностей частоты гетеродинов Δf_гет i рассмотрим на примере корреляционного приемника с бесконечно малой шириной спектра сжатого сигнала интегрирующим фильтром,   имеющим   гауссову   АЧХ

Последнее соотношение говорит о том, что при среднеквадратическом значении нестабильности частоты гетеродинов, состав­ляющем 0,5 П_инт, α_п   достигает более 1 дБ.

Значительные потери в отношении сигнал-шум на выходе кор­релятора возникают при декорреляции сигналов обобщенного ге­теродина и принимаемых сигналов, вызванной нелинейными иска­жениями последних в приемном тракте. Такие искажения возникают при установке в нем амплитудного ограничителя с целью рас­ширения узкого динамического диапазона перемножителя коррелятора. При этом отношение сигнал-шум по мощности на выходе ограничителя q²_огр будет равно [14].

                                                    (3.55)

Из  данных соотношений  и  выражения   (3.53)   следует,  что  в наиболее тяжелом случае q²_вх «1 потери α_п = 4/π, т.е. около 1 дБ.

Энергетические потери несколько возрастают при переходе от аналоговой корреляционной обработки к цифровой. Как и в слу­чае цифровой согласованной фильтрации, цифровая корреляцион­ная обработка в реальном масштабе времени возможна лишь для

205

сравнительно узкополосных сигналов (единицы МГц), причем да­же в этом случае схема многоразрядного цифрового коррелятор;, получается столь же сложной, как и ЦСФ (рис. 3.19).

Упрощение схемы цифрового коррелятора может быть достигну­то при грубом амплитудном квантовании одного или обоих пере­множаемых сигналов на 3...5 или 2 уровня в так называемых кор­реляторах Стилтьеса, релейных и знаковых (полярных) корреля­торах [18]. Последние нашли на практике наиболее широкое при менение ввиду простоты вычисления знаковой корреляционной функции

                                      (3.56)

Где

Учитывая, что закон распределения принимаемого сигнала не­прерывный, т. е. Р(х = 0) =Р(у=0) =0, при цифровой технической реализации целесообразно от 3-уровневого представления зна­ковой функции signx(t) перейти к 2-уровневому:

Тогда  выражение   (3.56)   после нормировки представляется  в виде   суммы    [16]

сигнала;

N — число временных выборок сигнала, по которым произво­дится   вычисление   знакового   коэффициента   корреляции;

Ө— операция   суммирования   по   модулю   2.

Из выражения (3.57) следует, что цифровой знаковый корре­лятор вычисляет вероятность совпадения знаков принимаемого сигнала и колебаний обобщенного гетеродина, сдвинутых друг от­носительно друга на интервал кТ_т. В частности

206

Лишь в том случае, когда число совпадений и несовпадений зна­ков одинаковы, ρ_зн (кT_т) = 0. Структурная схема цифрового знако­вого   коррелятора   представлена   на   рис.   3.44.

Рис. 3.44

Входной усилитель-ограничитель (Y - 0) за счет значительного усиления обеспечивает преобразование входного сигнала в сигнум-сигнал. Схемы «исключающее ИЛИ», расположенные на входах двух квадратурных каналов, совместно с генератором Г опорного гармонического колебания обеспечивают преобразование спектра сигнум-сигнала в область видеочастот, необходимое для пониже­ния частоты временной дискретизации .F_T. Ввиду комплексного представления сигналов У и X операция суммирования по моду­лю 2  (3.57)  производится в четырех ИМС «исключающее ИЛИ».

Единичные импульсы, возникающие на их выходах при не­совпадении полярностей и_с и и_ог, поступают на вычитающие входы реверсивных двоичных счетчиков, в которые перед каждым циклом накопления предварительно записывается число N/2 (3.57). Число разрядов счетчика «л» должно быть не менее log₂K_сж, например, при Т_инт=100 мкс, Δf_с = 10 МГц и Т_Т = 1/4Δf_с получаем «=12. После суммирования в сумматорах параллель­ных кодов, соответствующих реальной и мнимой части Z_3H, про­изводится вычисление модуля знаковой корреляционной функции (рис.   3.21).