Приемно-передающие устройства радио­технических систем: Учебное пособие, страница 69

Преимуществом использования рассмотренной схемы (рис. 5.9) является то, что контрольные сигналы можно вводить непосредст­венно на входе элементов антенной решетки и, таким образом, компенсировать амплитудно-фазовые ошибки приемных каналов, так как они будут учтены в сформированном в результате адап­тации весовом векторе.

К недостаткам системы можно отнести:

требуется большой динамический диапазон приемных каналов, в связи с тем, что значительная часть его должна быть отведена под контрольный сигнал;

контрольный сигнал на выходе системы должен быть хорошо отфильтрован;

в цепи вычисления весовых коэффициентов должны быть при­няты меры по недопущению искажений контрольного сигнала.

Второй способ использования контрольных сигналов для адап­тивных антенных решеток с равноценными каналами связан с реализацией алгоритма, минимизирующего среднюю квадратиче-скую ошибку (МСКО). При этом вырабатывается контрольный сигнал U_kc(t), являющийся в статистическом смысле копией полез­ного сигнала, принимаемого антенной решеткой. Данный алгоритм целесообразно использовать в системах связи и в доплеровских РЛС, использующих простые «вазинепрерывные сигналы. Струк­турная схема адаптивной системы, реализующей алгоритм МСКО, представлена на рис. 5.10.

277

Подставив (5.17) в (5.8) и усреднив по реализациям, для прием­ной системы с равноценными каналами получим

TR + R=K_s[ФR-S_a],

где S_a — вектор, элементы которого равны

Стационарное решение этого уравнения

R=К_е(К_sФ-1)-¹S_a

и при /Cs-»-oo имеем R = 0^-1S_a-Рассмотрим элементы вектора S_a

где Ра — мощность полезного сигнала, принятого i-u элементом антенной решетки;

ркс/ — коэффициент .корреляции полезного сигнала, принятого элементом антенной .решетки, и контрольного сигнала. При рав­ноценных элементах антенной решетки и отсутствии искажений в приемных трактах вектор S_a можно представить в следующем виде:

где

так как в этом случае Р« = Pcj и jp^tl = /p_Kc//-Б .рассмотренной схеме осуществляется фокусировка антенной си­стемы в направлении источника полезного сигнала даже при на­личии амплитудно-фазовых ошибок в антенной системе и прием­ных трактах.

.Прямые методы вычисления'вектора весовых коэффициентов в основном реализуются с использованием цифровой элементной базы в соответствии со схемами, представленными на .рис. 5.11,0 и 5.11,6.

Адаптивная 'пространственная обработка сигналов в схеме на рис. 5.11,а реализуется полностью цифровыми устройствами. Ко­лебания с выходов антенной    решетки в АЦП преобразуются в

цифровой код Z_l,.--,z_m я поступают в многоканальный цифровой коррелятор, где оценивается корреляционная матрица помех

где Zi -i-e выборочное значение вектора  входных сигналов;

k—число   выборок.

Далее в вычислителе оценивается вектор весовых коэффициен-,. -1

тов И = аФ   Sub цифровой форме осуществляются когерентные

компенсация помех и сложение полезного сигнала. Выходной код

2_ВЫх    поступает в устройство временной обработки сигналов.

В адаптивной системе, представленной на рис. 5.11,6, цифровые

устройства используются только при вычислении вектора весовых

коэффициентов, а когерентные компенсация помех и 'сложение полезного сигнала осуществляются в аналоговом виде. Выходной сигнал Uвых подается «а устройство временной обработки в ана­логовом виде. Следует иметь в виду, что требования к АЦП и цифровым устройствам по быстродействию во втором устройстве могут быть несколько облегчены. Здесь может не выполняться те­орема Котельникова, но при этом время вычисления вектора ве­совых коэффициентов увеличивается.

5.3.2. Адаптивные системы с выделенным основным приемным каналом

Оптимальный вектор весовых коэффициентов для системы с вы­деленным основным приемным каналом описывается соотношени­ем [2]

где Ф₀— вектор взаимной корреляции выходных сигналов выде­ленного и вспомогательных каналов;

Ф — корреляционная матрица помеховых колебаний, принятых вспомогательными каналами.

Устройство, реализующее адаптивную систему .в соответствии с (5.19) при наличии обратных связей, представлено на рис. 5.12.

Используя методику, описанную в предыдущем разделе^ с уче­том того, что

получим дифференциальное уравнение

TR + R = /C_s(Ф₀-RФ). Стационарное решение этого уравнения имеет вид

и при Кs^-*"⁰⁰ имеем К = Ф^_1Ф₀.

Прямые методы вычисления вектора весовых коэффициентов ос­нованы на цифровом оценивании Ф и Ф₀ ib многоканальных кор­реляторах и оценивании весового вектора в вычислителе анало­гично структурным схемам для систем с равноценными каналами, представленными на рис. 5.11,а и 5.11,6.

Все адаптивные методы вычисления вектора весовых коэффи­циентов с обратными связями могут быть реализованы на основе цифровой элементной базы после преобразования аналоговых си­гналов в АЦП. При этом дифференциальные уравнения, описыва­ющие работу адаптивных систем, заменяются разностными урав­нениями.

Основными элементами адаптивных систем с обратными свя­зями, как видно из предыдущего материала, являются однока-нальные автокампенсаторы помех. В качестве них могут исполь­зоваться не только квадратурные, но и гетеродинные автокомпен­саторы помех.

5.3.3. Техническая реализация элементов адаптивных систем пространственной обработки сигналов

Любая адаптивная система состоит из двух устройств: устрой­ства весового когерентного суммирования принятых антенной ко­лебаний и устройства вычисления весовых коэффициентов.

Устройство весового когерентного суммирования колебаний включает т весовых модулей и сумматор и может быть реализо­ван на высокой частоте непосредственно на выходах элементов ан­тенной решетки, на промежуточной частоте и в цифровой форме, после АЦП. Весовые модули изменяют амплитуду и фазу приня­тых колебаний в соответствии с комплексным весом, полученным в устройстве вычисления весовых коэффициентов.