Приемно-передающие устройства радио­технических систем: Учебное пособие, страница 34

где     — эффективное   значение   входного   напряжения.

Соответственно время корреляции шумов квантования прибли­зительно в  раз меньше, чем у квантуемого сигнала. При   корреляция между ошибками квантования в последовательных отсчетах значений сигнала практически отсутствует, л энергетический спектр шумов квантования практически равноме­рен   в   полосе   .

Для получения количественной характеристики шума кванто­вания рассмотрим случай отсутствия сигнала на входе РПрУ:

Учитывая, что внутренние шумы РПрУ и шумы квантования некор-релированы,    вычислим дисперсию квантованного шума

Следовательно, среднее квадратическое значение выходного сигна­ла АК, отнесенное к внутренним шумям.РПрУ , будет равно

где параметр .

График зависимости      представлен  на  рис.  2.74. Соотношение (2.13) иногда относят к так называемой линейной модели, поскольку оно получено в предположении, что источник шума квантования является аддитивным и независимым.   Из рис. 2.74 следует, что при уменьшении величины      относитель­ный уровень шума квантования  неограниченно  возрастает.

На некотором уровне линейная модель становится неприемле­мой и для более точного количественного описания работы АЦП требуется более детальный его анализ. Такой анализ проведен на [13]. Полученное в этой работе соотношение представлено на рис. 2.74 пунктиром. Сравнительный анализ кривых на рис 2.74 показывает,   что  линейную   модель   можно   считать  справедливой

только при    ( —6  дБ), так как в области меньших значении   среднее квадратическое значение выходных отсчетов на­чинает быстро уменьшаться, что противоречит линейной модели. Это объясняется тем, что при     уровень внутренних шумов становится настолько малым, что если он и пересекает гра­ницы соседних уровней квантования, то очень редко. Поэтому вы­ходные отсчеты почти все время равны нулю, а АЦП становится нечувствительным к входному воздействию.

Таким образом, все соотношения, приведенные в данном под­разделе для  шумов  квантования,  справедливы,  если .

2.6.4. Принципиальная  схема АЦП

Рассмотрим один из вариантов построений АЦП, который пре­образует знакопеременный видеосигнал в цифровой код (рис. 2.75). Основным элементом схемы является полупроводниковая микро­схема 1107 ПВ1, которая осуществляет параллельное преобразо­вание входного напряжения, изменяющегося от —2,2 до 02 В за один из видов 6-разрядного выходного кода: двоичный прямой или двоичный обратный.

Конструкция микросхемы и ее технические характеристики приведены в [14]. Для обеспечения преобразова­ния аналового знакопеременного видеосигнала необходимо смес­тить начальный уровень этого входного сигнала на — 1В. Это осуществляется с помощью операционного усилителя А1, на один из входов которого поступает опорное напряжение—1 В, а на другой — входной сигнал. Опорные напряжения — 2,2 В и 0,2 В, необходимые для функционирования микросхемы 1107 ПВ1, вы­рабатываются стабилизаторами напряжений, которые собраны на микросхемах А2,  A3  и  биполярных транзисторах   VT\,  VT2.

Управление работой микросхемы 1107 ПВ1 осуществляется тактовыми импульсами. Выборка аналогового сигнала произво­дится через 10...22 не после появления фронта тактового импульса. В тот момент, когда на выходе микросхемы появляется результат n-й выборки, на входе производится выборка n+2. Минимальная длительность тактового импульса нс, а период следования тактовых импульсов нс, т.е. частота преобразования пре­вышает МГц. Учитывая, что на выходе АЦП-отсчет n-й выборки будет иметь место через 2 периода следования тактовых импульсов, минимальное время преобразования составит  нс.

Настройка АЦП производится регулировкой опорных напряже­ний —2,2 В и 0,2 В, которые определяют растр АЦП. Потенцио­метром в исходном состоянии, когда U_вx =0, устанавливают на выходе операционного усилителя А1 напряжение, равное — 1В Отклонения указанных напряжений от номинальных значений вызывают дополнительные погрешности преобразования. Их можно учесть в модели АЦП, если считать математическое ожидание шу­мов квантования  равным величине этих отклонений.

Применение других микросхем серии 1107 не приводит к необ­ходимости изменения принципиальной схемы АЦП, а сводится лишь к установке потенциометрами требуемых опорных напряжений из­начального значения постоянного напряжения на выходе опера­ционного   усилителя   А1.

2.6.5. Требование к точности сдвига фазы гетеродинного напряжения и способы технической реализации фазовращателя

Для выделения синусной составляющей комплексной огибающей сигнала необходимо реализовать сдвиг фазы гетеродинного на­пряжения, на 90° (рис. 2.67). Сдвиг фазы гетеродинного напряже­ния, а не сигнального, осуществляют потому, что гетеродинное на­пряжение гармоническое и для  можно с высокой точностью ре­ализовать фазовращатель на 90°. Кроме того, в этом случае поте­ри в фазовращателе практически не сказываются на качество вы­деления квадратурных составляющих  сигнала,  так  как обычно .

Сдвиг фазы гетеродинного напряжения чаще всего реализуют с помощью отрезка кабеля  или     полосковой линии  длиной . В некоторых случаях используют два связанных настроенных на  контура    (рис.    2.76,а).

Покажем, что комплексные амплитуды высокочастотных коле­баний в первом U_r и втором U'_гконтурах сдвинуты на 90°. Для этого рассмотрим векторную диаграмму для случая, когда часто­та настройки контуров f₀=f'_T (рис 2.76,б). При поступлении на первый контур гетеродинного напряжения U_r в катушке индук­тивности  возникает ток  который отстает по фазе от вектора  на 90°. Ток , наводит во втором контуре ЭДС Е, опережаю­щую его по фазе на 90°, т. е. совпадающую по фазе с  При ре­зонансе контуров ЭДС Е вызывает ток во втором контуре , сов­падающий по фазе с ЭДС Е. Так , протекая через индуктив­ность L₂, создает на ней напряжение U'_г, опережающее по фазе так  на 90°, а значит, и опережающее U_r нa 90°. Таким образом, комплексная амплитуда напряжения на втором контуре U'_г, опе­режает по фазе на 90° комплексную амплитуду гетеродинного на­пряжения U_r.