Приемно-передающие устройства радио­технических систем: Учебное пособие, страница 49

На рис. 3.39 представлены математическое выражение и гра­фик зависимости энергетических потерь  на выходе цифрового (дискретного) СФ от нормированного интервала дискретизации  для нескольких значений нормированной частоты сигна­ла . Из графика следует, что при фиксированной частоте сигнала отношение сигнал-шум на выходе цифрового (дискрет­ного) СФ уменьшается с ростом . Увеличение частоты (ши­рины спектра) сигнала при постоянном  также ухудшает ха­рактеристики цифрового (дискретного) приема по сравнению с аналоговым    .

Рассмотренные шумы цифровой фильтрации, а также потери за счет временной дискретизации определяют результирующее от­ношение сигнал/шум   на  выходе  ЦСФ

где —отношение сигнал/шум на входе АЦП;

—коэффициенты энергетических потерь за счет шумов амплитудного квантования входных сигналов, вычис­лений, коэффициентов ЦСФ и временной дискретизации соответ­ственно.

Значения  определяются согласно рис. 3.39, а значения первых трех коэффициентов представим в виде

где

- дисперсия  квадратурной     составляющей   собственных шумов   РПрУ   на   входе   АЦП.

Рис. 3.39

Так как дисперсия «шумов коэффициентов»   пропорциональна   (рис.  3.38),   а   коэффициент  пропорциональности

приравен • т.е. много меньше п, то для особенно

важных  случаев  малого  входного  сигнала  потерями  а_п._к часто пренебрегают.

3.4. Приемные устройства с корреляционной обработкой сигналов

Областью применения корреляционных и корреляционно-фильт­ровых приемных устройств является обработка сложных длинно-импульсных сигналов с большой базой  либо непре­рывных сигналов, так как обработка такихсигналов в фильтро­вых приемниках встречает известные трудности технической реали­зации [31,32]. Наряду с простотой технической реализации досто­инством корреляционных и корреляционно-фильтровых РПрУ яв­ляется их инвариантность к структуре полезного сигнала, так как при изменении последней достаточно лишь соответственно изме­нить вид опорного колебания   (рис. 3.40).  Главным недостатком

200

таких приемников является зависимость амплитуды их выходного напряжения от совмещения перемножаемых колебаний во време­ни. Это означает, что использование корреляционных РПрУ в РЛС обнаружения" приводит к многоканальности (по задержке) при­емного тракта. Поэтому, как правило, такие приемные устройства применяются в малоканальных по целям РЛС обнаружения - сопро­вождения, обладающих системами слежения за задержкой прини­маемых   сигналов.

Как показано на рис. 3.40, корреляционные РПрУ, как и при-

Рис. 3.40

емники с фильтровой обработкой, обеспечивают получение выход­ного напряжения, пропорционального корреляционному интегралу

(3.51)

Легко показать, что этот интеграл равен интегралу Дюамеля, определяющему выходное напряжение СФ с импульсной характе­ристикой, удовлетворяющей равенству. Действитель­но, подставляя последнее соотношение в (3.51) и осуществляя за­мену   переменных   t+t=a,   получаем

Техническая реализация вычисления (3.51) может быть произ­ведена как с помощью аналоговой, так и цифровой элементной ба­зы. Как показано в подразделе 2.5, аналоговая реализация (3.51) осуществляется в корреляционных детекторах с интегрированием результата перемножения входных и гетеродинных колебаний на постоянном токе (корреляционная обработка) и на радиочастоте (корреляционно-фильтровая обработка). Операция перемножения принимаемых колебаний y(t) и колебаний обобщенного гетероди­на при корреляционной обработке (рис. 3.41) производится в ба­лансных   (кольцевых)   фазовых  детекторах   (ФД),   а   накопление

сжатого по спектру сигнала—в RС-фильтрах низкой частоты. Опе­рации возведения в квадрат и извлечения квадратного корня, не-

Рис. 3.41

Состав и назначение БВЧ, БД и БНЧ те же, что и у

производится перемножение принимаемых сигналов со сдвинуты ми на интервал Дт колебаниями обобщенного гетеродина, повто­ряющими закон модуляции полезного сигнала (при ∆τ, равном половине интервала корреляции, потери в отношении сигнал-шум составляют примерно 1,3 дБ). Для подавления гармоник гетеродинных колебаний на выходе смесителей послед­ние, как правило, выполняются по балансной схеме (ИМС 174ПС1, 526ПС1 и др.). Наличие в каждом канале дальности не­скольких УПЧ, которые содержат в своей нагрузке узкополосные фильтры-интеграторы (УПЧИ), настроенные на разностную часто­ту сигнальных и гетеродинных колебаний, обусловлено отсутст­вием в общем случае информации о скорости цели. Частотную расстройку соседних УПЧИ и их полосу пропускания Пинт обычно выбирают равными ширине спектра сжатого сигнала

(3.52)

где Тс.э — длительность входного сигнала либо эквивалентная дли­тельность непрерывного сигнала, в течение которой удается осу­ществить   когерентное   накопление   (подразд.   2.5.4).

При длительностях входных сигналов, составляющих несколь­ко сотен микросекунд... миллисекунды, реализация узкополосных УПЧИ становится возможной лишь на достаточно малой промежу­точной частоте. Для этого между перемножителем и УПЧИ долж­ны быть установлены один или несколько понижающих преобра­зователей частоты (рис. 3.43,а) либо необходимо использование фазового детектирования   (рис. 3.43,6). С другой сотороны, столь

Рис. 3.43

малые значения П_инт (десятки...сотни Гц) требуют очень боль­шого количества интеграторов, равного отношению 2F_{доn макс}/П_инт в каждом канале дальности. Для снижения этого количества часто производится последовательно-параллельный поиск по скорости путем ступенчатого изменения частоты гетеродина одного из по-

203

нижающих  преобразователей   частоты   (рис.   3.43,а)   на   величину,

Как правило, интегрирующие фильтры в диапазоне промежу­точных частот выполняют с использованием кварцевых резонато­ров, а для частот менее 100 кГц - электромеханических резонато­ров   либо   активных   RС-фильтров    [8].