Приемно-передающие устройства радио­технических систем: Учебное пособие, страница 68

где R—   вектор   весовых   коэффициентов;

ф-¹ — обратная корреляционная матрица помеховых колеба­ний,   принятых   парциальными   антеннами;

S — вектор, характеризующий амплитудно-фазовое распреде­ление 'ожидаемого сигнала на раскрыве антенной системы;

а — скалярный множитель, зависящий от выбранного крите­рия   эффективности.

Вектор весовых коэффициентов может быть оценен непосред­ственно по выражению  (5.7), в которое вместо Ф"¹  необходимо

подставить ее оценку Ф^-1, либо при помощи других алгоритмов

оценки вектора весовых коэффициентов R. Выбор алгоритма уп­равления непосредственно влияет на сложность технической ре­ализации адаптивной системы и на скорость переходных процес­сов   в   ней.

Все методы вычисления вектора весовых коэфициентов мож­но разделить на две группы: 1) с обратными связями и 2) пря­мые. В историческом аспекте первые многоканальные адаптивные системы реализовывались на основе алгоритмов с обратными связями в аналоговом виде. Способов технической реализации таких систем известно много. Однако все они могут быть сведе­ны   к   двум   разновидностям:

адаптивные   системы   без   контрольного   сигнала;

адаптивные   системы   с   контрольным   сигналом.

Эти адаптивные системы могут быть реализованы на базе одноканальных гетеродинных или квадратурных автокомпенсато­ров   помех.

Структурная схема адаптивной системы с обратной связью без контрольного сигнала, реализованная на промежуточной частоте на базе квадратурных автокомпенсаторов помех (АКП), представлена на рис. 5.8. Па вход системы подаются колебания с выходов многоканального УПЧ. Эти колебания подаются на весовые комплексные регуляторы, состоящие из фазовраща­теля на 90° и двух дифференциальных балансных усилителей (БУ), и на устройство вычисления комплексных весовых коэф­фициентов. Устройство вычисления весовых коэффициентов каж­дого канала включает: фазовращатель на 90°, два перемножите­ля и интегратора (фазовые детекторы), два сумматора, на один из выходов которых подаются постоянные напряжения, пропор­циональные синфазной (S_c) и квадратурной (S_L) составляю­щей вектора ожидаемого сигнала. Выходные напряжения сумма­тора являются управляющими для весового регулятора. Покажем, что схема, представленная на рис. 5.8, действительно формирует управляющее напряжение r_i,пропорциональное весовым коэф­фициентам оптимального пространственного фильтра. Для удобства анализ схемы будем производить в комплексной фор­ме.

Для интегрирующей RC цепи известно, что ее выходное на­пряжение у_т связано с входным х_т дифференциальным уравне­нием

Ту_m+У_m = х_т,                                                                      (5.8)

где Т — постоянная времени интегрирующей цепи.

«•» — означает   производную   по   времени. Учтем,   что

x_a = K₁K_gU_вхmU_вых,                                                             (5.9)

где K₁Kg—коэффициент усиления УПЧ1  и фазового детектора, а   выходное   напряжение   адаптивной   системы   равно

где   Кг — коэффициент   усиления   УПЧ2;

*— знак   комплексного   сопровождения. Подставим   (5.10)   в   (5.9)

Полученное соотношение подставим в (5.8) и получим дифферен­циальное уравнение, описывающее функционирование адаптивной системы

где

Если предположить, что помеховая обстановка за время пере­ходных процессов в системе не изменяется, то после усреднения по реализациям получим из (5.12) следующее матричное уравне­ние:

Стационарное решение этого уравнения можно получить с учетом того, что R=S—Y

Если диагональные элементы матрицы Кт.Ф много больше едини­цы, то что с точностью до постоянного   множителя

 соответствует оптимальному вектору весовых коэффици­ентов (5.7).

Аналоговая реализация рассмотренного адаптивного простран­ственного фильтра вызывает определенные трудности, связанные с точностью формирования вектора напряжений S, осуществля­ющего управление главным лепесткам диаграммы направленности (ДН) адаптивной антенны. Поэтому при аналоговой реализации многоканального адаптивного пространственного фильтра с равно­ценными каналами наиболее целесообразно осуществлять управ­ление главным лепестком ДН антенны либо с помощью набора фазовращателей, устанавливаемых на входе пространственного фильтра, либо с помощью контрольных сигналов.

Существует два основных способа реализации адаптивных уст­ройств с использованием контрольных сигналов. Если известно угловое направление на источник полезного сигнала, то чаще все­го создается вектор контрольных радиосигналов, подаваемых на соответствующие входы многоканальной адаптивной приемной системы и на дополнительный вход сумматора (рис. 5.9).

Ожидаемое фазовое распределение сигнала по апертуре антен­ной решетки задается с помощью управляемых фазовращателей Ть-чфт- В этом случае амплитуды и фазы контрольных сигналов можно представить в виде вектора У P_Kz S, где Ркс —средняя мощность  контрольного   сигнала,  представляющего   собой   чаще

Для мощных контрольных сигналов (Ркс-*⁰⁰) это выражение при­нимает вид

Следует иметь в виду, что различные коэффициенты а,-, где г'=1,2..., характеризуют определенные ограничения, задаваемые на выходные колебания пространственного фильтра и чаще всего не оказывают влияния на выходное отношение мощности полез­ного сигнала к мощности шума. Так, например,ха­рактеризует ограничение вида R*SS*R=const, т.е. независимо от количества, мощности и пространственного расположения источ­ников шума коэффициент передачи    многоканального приемника

276

будет поддерживаться таким, что при воздействии полезного сигнала с ожидаемого направления его интенсивность на выходе системы будет неизменной.