Приемно-передающие устройства радио­технических систем: Учебное пособие, страница 52

Выражение для предельной чувствительности корреляционно-фильтрового приемного устройства непрерывных 'сигналов от­личается от соотношения (3.54) на величину мощности прони­кающих   шумов   передающего   устройства   Рm пер

Мощность Ршпер значительно меньше регулярной    составляю щей  проникающих  сигналов  передатчика   и  определяется,  в  основом, «фазовыми» шумами его каскадов  (ч. 1, разд. 5)  в узкой полосе   пропускания   приемника

где Рпер— мощность регулярной составляющей сигнала передат­чика;

Gфл — спектральная плотность «фазовых» флуктуации часто ты   передатчика;

F — частотная расстройка между зондирующим сигналом и частотой   настройки   приемника;

βа— затухание сигналов  передатчика  за  счет  пространствен ного  разноса  и  взаимной экранировки  передающей   и  приемной антенн.

Таким образом, можно перечислить основные особенности корреляционных (корреляционно-фильтровых) приемных устройств непрерывных   сигналов:

формирование несущих и модулирующих частот передатчика и гетеродинов приемника с помощью общих задающих генерато­ров;

расширенный динамический диапазон и минимальное усиление приемного тракта до перемножителя;

режекция сигналов с «нулевыми» доплеровскими частотами сра­зу   после   перемножителя;

основное усиление полезных сигналов производится после ре­жекции   помеховых   и   фильтрации;

влияние  шумов  передатчика  на  чувствительность  приемника.

Рассмотрим, как реализуются эти особенности на примере при­емного устройства РЛС обнаружения с частотным сканированием.

3.4.2. Структурная схема приемного устройства РЛС с частотным сканированием

Вариант структурной схемы приемного устройства РЛС с не­прерывным ЛЧМ сигналом и частотным сканированием приведен на   рис.   3.48.

Рис. 3.48

Передающее устройство генерирует непрерывный с периодической ЛЧМ зондирующий сигнал, который излучается передаю­щей антенной. В процессе частотного сканирования, например в ази­мутальной плоскости, диаграмма направленности антенны пере­мещается по азимуту с периодом модуляции зондирующего сигна­ла. Поэтому длительность эхо-сигналов целей, расположенных на   определенных   азимутах,  ограничена  временем   их  облучения

Эхо-сигналы представляют собой длинные ЛЧМ радиоимпуль­сы, несущая частота которых содержит информацию об азимуте целей, а время запаздывания τ3 относительно момента излучения колебании с данной несущей — информацию о дальности цели. Несущая частота эхо-сигналов от движущихся целей приобретает Дополнительно доплеровский сдвиг частоты Fд

Законы изменения частоты зондирующего сигнала fnep(t) и сигналов, отраженных от целей с различными азимутами и фик­сированными дальностью (запаздыванием τ3) и радиальной ско­ростью (доплеровским сдвигом Fд, fотр{t,τ3,Fд} показаны на рис. 3.49 соответственно сплошной и пунктирными линиями. От­резками пунктирной и сплошной линий показаны законы изме­нения частоты внутри импульсов эхо-сигналов соответственно неподвижной (Fд = 0) и движущейся целей с определенными ази­мутом   и   дальностью.

Принятые  приемной   антенной   эхо-сигналы   после   малошумящего усиления в УВЧ поступают на вход первого смесителя, вы­полняющего функции  перемножителя.  На другой  вход перемно-

Рис. 3.49

жителя подаются колебания обобщенного гетеродина. Они полу­чаются из колебаний задающего генератора передатчика путем сдвига по частоте на величину первой промежуточной частоты fпр1 Сдвиг осуществляется с помощью вспомогательного сме­сителя, на который из блока гетеродинных напряжений подаются колебания с частотой сдвига, равной fпр1 . Закон изменения час­тоты колебаний обобщенного гетеродина fг1 (t) показан на рис. 3.49 штрих-пунктирной линией. С учетом запаздывания эхо-сигналов колебания гетеродина имеют длительность линейного участка   изменения   частоты   Тг1излз.макс.

Таким образом, рассматриваемое приемное устройство явля­ется корреляционно-фильтровым, так как основной операцией обработки является частотная демодуляция без изменения дли­тельности (сжатие по спектру) эхо-сигналов. Его несущественной особенностью по сравнению с ранее рассмотренным (рис. 3.46) является сжатие сигналов по спектру уже при первом преобразо­вании   частоты.

Демодулированные радиоимпульсные эхо-сигналы на выходе перемножителя имеют разностную частоту заполнения, которая является постоянной в течение импульса и зависит от дальности и радиальной скорости целей (параметров τ3 и Fд сигналов)

где Δfр(τз, Fa)= vfτ3±Fдвеличина  отклонения   разностной   час­тоты fр от fnpi;

vf скорость изменения частоты зондирующего, отраженных и   гетеродинирующего   сигналов.

Информация о дальности, заключенная ранее в запаздывании эхо-сигналов τз., после преобразования на разностную частоту, содержится также в частоте заполнения демодулированных радио­импульсов. Изменение частоты заполнения, пропорциональное дальности, складывается с доплербвским сдвигом частоты. По отклонению Δfр(τз, Fa) при использовании одного из способов устранения неопределенности дальность—скорость, присущей ЛЧМ сигналам, можно измерить раздельно τз и Fди определить дальность и радиальную скорость целей. Не останавливаясь на способах совместного измерения τз и Fд, будем полагать, что производится компенсация доплеровского сдвига Fд или его ве­личина пренебрежимо мала. Тогда изменение частоты заполнения можно считать обусловленным только запаздыванием эхо-сигна­лов:

Эхо-сигналы целей с определенными азимутом и дальностью характеризуются полным запаздыванием (относительно начала периода зондирования) τ = τβ+τз эквивалентной длительностью τсэ=τобл и отклонением частоты Δfр (рис. 3.49). Измерение от­клонения Δfр при условии Fд =0 эквивалентно измерению пара­метра τз или дальности до цели. Измерение полного времени запаздывания т при известном τз эквивалентно измерению вели­чины   τβ = τ - τз  или   азимута   цели  β

Очевидно, что полоса пропускания тракта до перемножителя должна быть не меньше полной девиации частоты передатчика, Δfпер, сложенной с удвоенной величиной максимального допле­ровского   смещения   частоты: