Приемно-передающие устройства радио­технических систем: Учебное пособие, страница 37

где  — время задержки сигнала в фильтре.

В частотной области условие согласования сводится к выпол­нению двух требований

где  — частотная    характеристика согласованного фильтра  (СФ) и частотный спектр    полезного   сигнала    соответ­ственно, С — константа.

Данные требования наиболее просто реализуются при установ­ке СФ в блоке промежуточной частоты, отсюда вытекает необхо­димость супергетеродинной схемы приемника. В случае аналого­вой технической реализации СФ типовая структурная схема при­емника импульсных сигналов будет иметь вид рис. 3.2.

Данная схема может быть использована как для приема оди­ночного радиоимпульса, так и пачки радиоимпульсов.

Если когерентность принимаемых сигналов имеет место не на всем интервале их длительности (например, периодическая после­довательность радиоимпульсов), то в состав РПрУ включается некогерентный накопитель (НН).

Кратко укажем назначение элементов схемы. Переключатель прием — передача (ППП), необходимый при использовании со­вмещенной антенны, должен обеспечить минимальные потери при­нимаемых сигналов, а также достаточно высокое быстродействие (малое время восстановления). Основное назначение УВЧ — ма-лошумящее усиление входных сигналов по мощности. Перестраи­ваемый преселектор, как правило многокаскадный, осуществляет подавление побочных .каналов приема, особенно зеркального. При использовании широкополосного УВЧ установленный после него преселектор снижает влияние шумов усилителя на  на 'чув­ствительность приемника.

Преобразование частоты позволяет простыми техническими средствами реализовать требуемое усиление РПрУ, а также фор­мирование требуемой  (3.4) во всем частотном диапазоне работы приемника. Величина  обычно    выбирается из условия

где  — требуемый коэффициент подавления зеркального канала приема по напряжению;

 — полоса пропускания преселектора;

п — число каскадов преселектора. Двойное преобразование частоты позволяет сделать частоту на­стройки СФ достаточно низкой при сохранении   высокого   подав­ления зеркального канала приема.

Снизу значение второй промежуточной частоты  обычно ограничивается требованием неискаженного воспроизведения оги­бающей импульсного сигнала при детектировании

где  — длительность импульса на входе детектора.

^{в РЛС с} внутренней -когерентностью колебания гетеродинов вырабатываются возбудителем передающего устройства; при при­еме некогерентных сигналов гетеродины могут быть автономными автогенераторами, при этом в диапазонах СВН 1-й гетеродин ох­вачен, как правило, системой АПЧ.

где -~— длина решетки из «n» электродов ПЭП;

 — скорость распространения ПАВ.

Например,  импульсная  характеристика   УЛЗ,  представленной на рис. З.ЗД имеет вид прямоугольного радиоимпульса длительностью Следовательно, АЧХ такой УЛЗ имеет

форму вида  т. е. будет   согласована со спектром   одиночного   радиоимпульса с постоянной частотой заполнения. Для изменения фор­мы АЧХ УЛЗ на ПАВ производится укорочение длины элек­тродов ПЭП. Например, если требуется получить плоскую прямо­угольную АЧХ, то длина электродов ПЭП изменяется по закону (рис. 3.3.е).

При необходимости формирования АЧХ согласованного фильт­ра для ЛЧМ сигнала применяется неэквидистантное расположе­ние ПЭП (рис. 3.3,ж). В соответствии с условием акустического синхронизма расстояние между электродами ПЭП согласованно­го фильтра изменяется обратно пропорционально изменению час­тоты ЛЧМ сигнала .

Так как несущая частота фазокодоманипулированного (ФКМ) сигнала постоянна, то СФ для него может быть построен на осно­ве СФ для простого радиоимпульса (рис. 3.3,(3), если считать, что длительность последнего равна длительности одной дискреты  Структура СФ для ФКМ сигнала, состоящего из пяти дискрет (0,0,0,π,0), представлена на рис. З.З.з.

Из рис. 3.3,з следует, что так как длина  «гребенки» входного ПЭП и расстояния между выходными ПЭП одинаковы то возбуждение каждой пары электродов выходного ПЭП про­исходит сразу же после окончания колебания, возбуждаемого в предыдущей паре электродов. При этом изменение начальных фаз колебаний (0 или π),    возбуждаемых в каждой   паре   выходных

электродов  , производится изменением   полярности подключения отводов к суммирующей шине.   

Как известно [1], для сигнала с внутриимпульсной модуляци­ей выходной импульс СФ по сравнению с входным сжимается по длительности в коэффициент сжатия   раз, где равен ко­эффициенту широкополосности входного сигнала . В част­ности, для сложного радиоимпульса с прямоугольным    спектром  считая модуль коэффициента передачи  фильтра в преде­лах его полосы пропускания  практически   постоянным, получаем

Так как огибающая выходного импу,льса описывается законом  то ее длительность равна  а уровень первых боковых лепестков лишь на 13 дБ ниже основного    максимума. Эпюры напряжения на входе и выходе СФ для    ЛЧМ   сигнала    (СФ — дисперсионная УЛЗ)  представлены на рис. 3.4 сплошной линией.

Наличие боковых лепестков у сжатого сигнала приводит к маскированию близкорасполо­женных целей либо имитации ложных целей. Для снижения уровня боковых лепестков про­изводится коррекция ФЧХ ли­бо АЧХ СФ. Для фильтра, согласованного с ЛЧМ сигна­лом, коррекция ФЧХ дости­гается применением нелиней­ного закона ЧМ зондирующего сигнала и, соответственно, не линейной зависимости времени группового    запаздывания сигнала в дисперсионной УЛЗ. Для фильтра, согласованного с ФКМ сигналом, коррекция ФЧХ сводится к подбору расстояния  между парами выходных электродов    (рис. 3.3,з),   равного       где  — скачок фазы между    дискретами,    обеспечи­вающий минимальный уровень боковых лепестков сжатого им­пульса.

Для обоих типов сложных сигналов коррекция (сглаживание) АЧХ производится либо аподизацией электродов НЭП либо при­менением УПЧ2 с колокольной АЧХ, согласованной по полосе пропускания с главным    лепестком   сжатого    импульса

График зависимости проигрыша <х_П в отношении    сигнал-шум по мощности «а выходе УПЧ2  (по сравнению с СФ) от отношения полосы пропускания УПЧ2 к ширине спектра   входного сигнала приемника представлен на рис. 3.5.