Приемно-передающие устройства радио­технических систем: Учебное пособие, страница 42

Если быстродействие элементной базы и чувствительность компа­раторов АЦП позволяют ограничиться сравнительно небольшим усилением АЧПУ, то в нем может быть использован и приемный тракт прямого усиления. Однако использование супергетеродин­ного АЧПУ облегчает достижение большего коэффициента усиле­ния, позволяет произвести фильтрацию на частотах, где просто реализуются фильтры на ПАВ, упрощает выполнение дискретиза­ции в АЦП благодаря большей прямоугольное™ АЧХ и оптималь­ному выбору -промежуточной частоты АЧПУ.

Переход к цифровой фильтрации является наиболее радикаль­ным способом повышения стабильности характеристик приемного устройства. Высокая стабильность характеристик цифровых со­гласованных фильтров (ЦСФ) и в целом цифровых .приемных уст­ройств связана прежде всего с тем, что на них практически не влияют нестабильности питающих напряжений, изменения клима­тических условий, дрейфы нуля, старение, вибрации. Как правило, стабильность ЦСФ определяется стабильностью тактовой частоты, что позволяет строить фильтры для сигналов как малой, так и очень большой длительности.

Элементной базой ЦСФ являются цифровые ИМС малой, сред­ней и большой степени интеграции, а также микропроцессорные комплекты. Отсюда следует такое достоинство ЦСФ, как малые габариты, вес, что выступает на первый план при построении мно­гоканальных приемных устройств.

Не менее важным преимуществом ЦСФ является возможность гибкого (программного) управления их параметрами (адаптация), например, при изменении закона модуляции зондирующего сигна­ла.

К достоинствам ЦСФ следует отнести и сравнительную просто­ту решения проблемы динамического диапазона путем увеличения разрядности представления сигнала, а также их высокую техно­логичность, 'в частности, отсутствие операций согласования нагру­зок и развязки между каскадами, необходимых при аналоговой реализации СФ.

Рассмотрим вначале способы технической реализации ЦСФ во временной области. К ним относятся рекурсивные и нерекурсив­ные фильтры, алгоритм работы которых описывается соотношени­ем (3.12). На практике более широкое применение находят нере­курсивные ЦСФ. Это связано с тем, что в радиолокации, как пра­вило, имеют дело с сигналами ограниченной длительности, а так­же с возможной неустойчивостью рекурсивных фильтров, имеющих тенденцию к накоплению ошибок вычислений.

При квадратурном представлении огибающей принимаемого сигнала алгоритм нерекурсивной фильтрации (первое слагаемое 3.12) сводится к виду

где  — комплексные огибающие принимаемого сигнала и им­пульсной характеристики СФ;

— количество временных выборок принимаемого си­гнала.

Данный алгоритм может быть реализован как аппаратурным путем (с помощью спецвычислителя), так и программным методом с по­мощью ЭВМ. Однако последний способ на современной элементной базе позволяет реализовать алгоритм в реальном масштабе време­ни лишь для сравнительно узкополосных радиолокационных си­гналов. Действительно, только число О_с операций умножения в секунду, необходимое для получения одного значения комплексной корреляционной суммы  (3.27) при интервале временной дис­кретизации , будет равно

Даже   для   значений   =50 мкс О_с составля­ет примерно 3 • 10⁹,что превышает возможности существующих ЭВМ.

На рис. 3.19 представлена структурная схема ЦСФ в виде спецвычислителя,  реализующего   данный   алгоритм   в  реальном   мае-

штабе времени, т. е. к моменту выборки текущего отсчета в фильт­ре заканчиваются вычисления, связанные с поступлением парал­лельного кода предыдущего временного отсчета. ЦСФ состоит из четырех одинаковых арифметических устройств АУ1...АУ4, в кото­рых .производятся операции комплексного перемножения времен­ных выборок принимаемого сигнала на значения импульсной ха­рактеристики согласованного фильтра, хранящиеся в ПЗУ, а так­же схемы вычисления модуля корреляционной суммы .

Параллельные регистры с числом разрядов, равным разряднос­ти представления сигнала, играют роль устройств задержки, в ко­торые информация записывается с АЦП с частотой временной дис­кретизации . Иногда в роли .подобного устройства задержки ис­пользуют наиболее быстродействующие биполярные ОЗУ со вре­менем записи и выборки порядка нескольких наносекунд [9]. При обработке широкополосных сигналов, когда цифровая фильтрация в реальном масштабе времени невозможна, микросхемы ОЗУ обес­печивают согласование скорости ввода информации со скоростью вычислений.

Значения импульсной характеристики ЦСФ хранятся в 1ЦС либо ППЗУ  время выборки которых составляет единицы-десятки наносекунд. Для повышения быстродействия арифметических бло­ков применяются параллельные сумматоры , как правило, с использованием схем ускоренного переноса [8] и матричные ум­ножители МУ. Типовая структурная схема матричного умножите­ля 3x3 представлена на рис, 3.20, где для каждого разряда мно­жителя «а» существует свой параллельный сумматор. Время вычисления произведения определяется только временем задержки сигналов внутри матрицы. Иногда такие матричные умножители выполняют и виде БИС, например, 1802 ВРЗ...ВР5 (МРУ-16 МУ), последняя из которых выполняет умножение двух 16-разрядных чисел за время     150 нс.

Несколько слов о возможных формах представления чисел в ЦСФ: с фиксированной и плавающей запятой. В первом случае числа представляются в виде последовательности положительных (числа, выравненные справа) либо отрицательных (числа, вырав­ненные слева) степеней числа два. Форма представления с плава­ющей запятой требует формирования двух, последовательностей: мантиссы и порядка. Способ с фиксированной запятой более про­стой в технической реализации, однако из-за ограниченности раз­рядной сетки при этом может потребоваться установка перед ЦСФ систем  АРУ либо ограничителей   (разд. 4). Как правило, в ЦСФ производится нормирование принимаемых сигналов таким обра­зом, чтобы все арифметические операции выполнялись с дробны­ми числами

где L+1 —число двоичных разрядов (разрядная сетка), представ­ляющих сигналы (старший разряд — знаковый, остальные — чис­ловые).