Основы построения радиолокационных станций радиотехнических войск, страница 99

JV -1

S {k) — ^ [Х\ (п) cos ak&tp + ^xs («) ^S|n пМф] —

лг-i

 JBTh (") совлАДф — х_у (л) Bin»Mq)]*= 5, (А) +/5₃ (А). (16.20)

(16.20)

Модульное значение k-к спектральной составляющей

$(k)\ =ySi(k) +5j(AJ.                              (16.21)

Соотношения (16.20), (16.21) определяют алгоритм работы уст­ройства, обеспечивающего ДПФ входных сигналов в ЦГФП (рис. 16.25).

Рассмотрим особенности технической реализации фильтра по­добного типа.

Организация ЗУ входных сигналов зависит от быстродействия АУ, осуществляющего операции ДПФ. Если АУ способно обеспе­чить вычисление Si (к) и S₂ (к) за период дискретизации Т_я, то ЗУ входных сигналов по принципу построения аналогично ЗУ, рассмотренному в 16.7.2. Емкость ЗУ при этом составляет 2TaF_a (Jv — 1) m бит. Если же быстродействие АУ недостаточно, то операции по вычислению S, (к) и S₂ (*) выполняются последо­вательно и необходимость в ЗУ входных сигналов отпадает (их роль выполняют буферные регистры, запоминающие коды выборки входного сигнала на время Т_я).

Устройство, осуществляющее ДПФ, может быть реализовано либо на микропроцессорах, либо на типовых элементах дискрет-

342

fa =is»tt5Se=S^

,iu» канала дальности. Наш по сообра­жениям   стоимости II аппаратурных за­трат параллельный способ вычисления ДПФ реализовать невозможно, произво­дится последовательное выполнение опе­раций ДПФ но мере поступления выбо­рок входных сигналов. Устройство, вы­числяющее Si (А), в этим случае строит­ся на основе умножителей и накаплива­ющих сумматоров (рис. 16.26). В ТШ хранятся значения cos пк\ц> и SU1 ляйф-Исходное состояние регистра памяти на /„ — нулевое. После поступления на вход устройства  первой сигнальной  выборки

Рис.   16.25- Цифровой гребен­чатый фильтр подавления, осу­ществляющий   обработку   сиг-на.-.on в частотной области

X, (0) и х₂ (0) в регистре памяти запоминается на Т_а число, рав-ям i,(0)cis(0)+ft(0)staO-*,(0). После поступления вто­рой выборки на один .ход накапливающего сумматора поступает 1-.Г0) из регистра памяти, а на второй х, (1) cos kA<f + + k(l)s!n*A<P и в регистре запомннвется число, равное

устанавливается в нулевое состояние и начинается процесс вычис­ления Si (k) для следующих N выборок. Для реализации устрой­ства, осуществляющего ДПФ, в канале дальности необходимо иметь: 2N накапливающих сумматоров, примерно 3jV умножите­лей и 27"_n/\,;V регистров памяти с разрядностью т. -+- log_aiV. Для обеспечения высокой эффективности работы системы СДЦ необ­ходимо, чтобы число импульсов в пачке удовлетворяло условию М 5" (3 ...4) N, В противном случае можно пропустить пачку по­лезных импульсов и существенно снизить возможности РЛС по селекции малоподвижных целей.

Вычислитель модулей представляет co6oii устройство, обеспе­чивающее для каждой пары S\ (k) n Sj (k) вычисление по фор­мулам

 (аналог линейного детектора); либо

 (аналог квадратичного детектора).

Упрощение его технической реализации обеспечивается исполь­зованием алгоритма (16.12).

В устройстве режекции сигналов П П осуществляется опенка интенсивности помехи на k-й частоте по сигналам нескольких смежных каналов дальности и деление модуля k-и спектральной составляющей | S (k) | на эту оценку. Подобная операция осу­ществляется с помощью цифровой ШАРУ с регулированием вперед.

Функции и структура устройства объединения выходных сигна­лов зависят от возможности вобуляции Г_п в РЛС. Если в процессе облучения цели вобуляция частоты повторения зондирующих им­пульсов не производится, то выходные сигналы всех каналов уст­ройства режекции ПП сравниваются с порогом и объединяются с помощью схемы ИЛИ. Порог выбирается из условия обеспечения заданного значения Рт- Селекция малоподвижных целей в этом случае невозможна. В случае вобуляции F_a помимо борьбы со сле­пыми скоростями появляется возможность селекции малоподвиж­ных целей. Принцип селекции основан на том, что в случае мало­подвижной цели изменение частоты повторения не приводит к су­щественному изменению частоты пульсаций сигналов на выходе ФД. Поэтому сигнал от такой цели будет находиться в одном и том же частотном канале в отличие от сигнала, отраженного от скоростной цели.

Предельное значение коэффициента подавления ПП в систе­мах СДЦ на основе ДПФ можно оценить по формулам, приведен­ным в §5.11. Для повышения Хпп целесообразно осуществлять предварительное взвешивание пачки из N импульсов [12, 43, 50,

344

54]. В случае больших /V устройство ДПФ цифрового фильтра должно строиться па основе быстрого преобразования Фурье (БПФ}.

БПФ представляет юбой алгоритм, позволяющий (при парал­лельной обработке) резко сократить время вычисления ДПФ. Ос­новная идея БПФ состоит в том, что исходная /V-точечная после­довательность разбивается на две более короткие. При четном N она разбивается па две /V/2-точечные последовательности, Для вычисления ДПФ каждой из них потребуется {N/2 — 1)^й умноже­ний, а для вычисления ДПФ исходной последовательности — при­мерно 2 (/V/2)^a= Л^га/2 комплексных умножений, т. с. вдвое мень­ше, чем при прямом вычислении. Эту операцию повторяют, т. е. вычисляют два N /4-точечных ДПФ вместо одного -V/2-точечного до тех пор, пока не дойдут до двухточечных ДПФ. На каждом этапе разбиения объем вычислений сокращается примерно вдвое. Данный алгоритм БПФ называется алгоритмом с прореживанием по времени, поскольку на каждом этапе временная последова­тельность разделяется на две последовательности меньшей длины (прореживается). Общее число операции при прямом способе вы­числений ДПФ составляет примерно Л**², а при использовании БПФ — примерно N |og₂<V.

16.8. ЦИФРОВЫЕ АВТО КОМПЕНСАТОРЫ