Основы построения радиолокационных станций радиотехнических войск, страница 83

Потери f-рфз. обусловленные неоптн-мальпоетыо фазочастотной характерис тики приемники, имеют место, если фа­зовая характеристика фильтра сжатия неточно сопряжена с фазовым спектром ЛЧМИ, Примером такого рассогласова­ния может служить случай, когда ХГЗ фильтра имеет другом наклон по сравне­нию с законом изменения частоты в ЛЧМИ, Числовое значение коэффициен­та потерь L_]h,|m в некоторых случаях мо­жет достигать грех л более децибел.

Для  стабилизации   частоты   ложных гревот и защиты от импульсных поме.х

с другим законом впутриимпульсной модуляции перед фильтром сжатия включают ограничитель. При этом качество обнаружения несколько ухудшается. Однако если база сигнала превышает 30, то потери в отношении сигнал—шум не превышают одного деци бели даже в тех случаях, когда ограничение производится на уров­не эффективного значения шума.

Вследствие эффекта подавления п ограничителе слабого сиг нала сильным  эхо-сигналом   вероятность  обнаружения   слабого

сигнала быстро уменьшается при увеличении степени перекрытия сигналов (уменьшении расстояния между сильной и слабой целя­ми), если после фильтра сжатия установлен фиксированные порог обнаружения. Это уменьшение вероятности обнаружения связано не с ухудшением отношения сигнал—шум для слабого сигнала, ас подавлением и слабого сигнала, и шума в области, охватывающей временную длительность сильного сигнала. Влияние этого эффек­та можно ослабить, если после фильтра сжатия включить лога­рифмический обнаружитель с ПЧЛТ, рассмотренный в §9.13. Устройства защиты от активных и пассивных помех r РЛС с ЛЧМИ по принципам построении и функциональной структуре та­кие же, как н в РЛС с узкополосным зондирующим сигналом. Сле­дует лишь иметь в виду, что устройства защиты от АШМП по ос­новному и боковым лепесткам диаграммы направленности (поля­ризационные и пространственные АК) целесообразно включать до фильтра сжатия. В противном случае последним нужно включать и в дополнительные каналы приема.

Если передатчик РЛС с ЛЧМИ не обеспечивает достаточно вы­сокую стабильность несущей частоты и закона ее изменения, то для сведения к минимуму ошибки измерения дальности, обуслов­ленной неоднозначностью дальность—скорость, импульсы запуска оконечных устройств должны формироваться из ослабленных зон­дирующих сигналов, прошедших фильтр сжатия.

14.5. КОДЫ,  ИСПОЛЬЗУЕМЫЕ В  РЛС С  ФАЗОМАНИПУЛ ИРОВАННЫМИ ЗОНДИРУЮЩИМИ СИГНАЛАМИ

Особенности сигналов с ФКМ. В отличие от сигналов с ЛЧМ сигналы с ФКМ имеют идеальную форму корреляционной функиин с минимальной площадью эллипса неопределенности.

Другим достоинством сигналов с ФКМ является то, что схемы формирования и генерирования длинных сигналов с ФКМ в боль­шинстве случаев оказываются более простыми, чем при исполь­зовании ЛЧМ (44).

Поскольку характеристики сигналов, а также степень простоты технической реализации схем формирования и обработки сигналов с ФКМ зависят от вида кода фазовой манипуляции, при разра­ботке РЛС выбор соответствующего кода является важной :ш-дачей.

Рассмотрим особенности основных видов кодов.

Бинарные фазовые коды. Бинарный фазовый код представляет собой последовательность 1 и 0, +1 и —1. Фаза излучаемого РЛС сигнала изменяется попеременно, принимая значения 0 или 1^0° в соответствии с чередованием элементов 1 и 0 или +1 и -1 в фа­зовом коде.

Коды Баркера. Специальный класс бинарных кодов составляют
оптимальные коды или коды Баркера [43]. Их оптимальность ;ia-
19. Зак. 88.                                                                                       :!89

ключается в том, что амплитуда пика автокорреляционной функ­ции равна N, а амплитуда боковых лепестков ^ 1 (здесь N — чис­ло парциальных импульсов в сигнале с ФКМ или длина кода). Существует лишь небольшое число таких кодов (табл.' 14.4).

Таблица 14.4

Изменение знаков элементов кода на противоположный для всех Л' даст коды, обладающие точно такими же автокорреляцион­ными функциями.

При Рд Ф- 0 наблюдаются высокие побочные максимуму тела неопределенности сигнала. В связи с этим коды Баркера целесо­образно применят!, при известней и.ш малой частоте Доплера Гц.

Последовательности максимальной длины (М-последователь-ности). Эти последовательности представляют собой набор N пе­риодически повторяющиеся символов </,-, каждый из которых мо­жет принимать одно из двух значений: -|-I пли   -1.

Значение каждого последующего символа определяется взятым t противоположным знаком произведением значений двух или большего числа (но всегда четного) предыдущих символов: </; = = —di-ndi -„, ■■■ di-id_;-_h, причем п >■ w >...>/> к > 1.

Б частном случае диух сомножителей d_: = di-_:id;-u-

При правильном выборе чисел т, ,.., I и к такой код будет иметь следующие специфические свойства.

Во-первых, период кода равен ;V = 2" — 1, где п ■ ■ число раз­рядов сдвигового регистра и генераторе кода.

В течение периода кода образуется неповторяющаяся элемен­тарная последовательность {с!,} из /V символов. Во-вторых, раз-ппеть между числами отрицательных и положительных символов всегда равна единице. В ipeibiix, в результате умножения кода на такой же, ко задержанный код, получается первоначальный код с новой задержкой.

Корреляционная функция М-последовательности имеет макси­мальное значение, paling' ,V,  и у ровен!. боковым  лепестков, не

превышающий Л'¹'². Последовательность может быть конечной и ограничиваться одним периодом либо состоять из нескольких периодов. В непрерывном режиме это будет бесконечная последо­вательность. Формирование М-последовэтельноети наиболее удоб­но и просто осуществлять с помощью регистров сдвига с линей­ными обратными связями.

Многофазные коды. При многофазном кодировании фаза не­сущей частоты сигнала меняется в большом диапазоне, принимая, например, значения 0, 120, 240° и т. д. Примером многофазных кодов являются коды Фрэнка.