где l34 - коэффициент общего решения однородного уравнения.
Значение коэффициентов l31 - l34 находятся подстановкой выражения (3.29) в функционалы (3.23) - (3.25), а также заданием начальных условий. Исходя из особенностей рассматриваемой задачи, в качестве начальных условий используются следующие равенства m(0) = 1, m(±0.5) = 0 и m¢(±0.5) = 0.
Результаты расчетов [116] таких параметров
синтезированной модулирующей функции как энергетические потери rA и
полоса частот сигнала DF0.99 по уровню 99 % энергии от значения
коэффициента b2 приведены на рис. 3.5
(кривые 1, 2 соответственно). Там же построена зависимость энергетических потерь для фазовых методов ограничения полосы частот [37], возникающих при обработке модулированных ФМн сигналов по сравнению с классическими
(3.30)
(рис. 3.5, кривая 3). Функционал I3(m) обеспечивал во всех рассматриваемых случаях среднюю скорость убывания уровня внеполосных излучений 1/Dw5 [117, 118]. Анализ зависимостей, приведенных на рис. 3.5, показывает, что син-
тезированные модулирующие функции превосходят по всем показателям функцию вида cos2(r), уступая ей только в скорости убывания уровня внеполосных излучений, которая для функции cos2(r) составляет 1/Dw6. Так, выигрыш в величине энергетических потерь в этом случае составляет DrA = 0.7 - 1.4 дБ для амплитудных методов и DrФ = 0.6 ‑ 1.3 дБ для фазовых методов ограничения полосы. При этом сокращение полосы частот по уровню 0.99 энергии сигнала достигает 10 ‑ 13 %.
Сравнение параметров синтезированных модулирующих функций с функциями вида cos(r) показывает [102, 117, 118], что при примерно одинаковой полосе DF0.99, ФМн сигналы с модуляцией отдельных символов по закону m0(r) выигрывают на 0.2 дБ в уровне энергетических потерь как при амплитудных, так и при фазовых методах сокращения полосы. Кроме того, данные сигналы имеют более высокую скорость убывания уровня внеполосных излучений, чем сигналы с модулирующей функцией вида cos (r), для которых она составляет 1/Dw4. На рис. 3.6 (кривая 1) приведена форма синтезированной модулирующей функции m01(r), которая обеспечивала при полосе DF0.99T = 2.5 энергетические потери при обработке DrA = 2.8 дБ, DrФ = 1.7 дБ, там же (кривые 2, 3) построены формы функций модуляции вида cos(r) и cos2(r).
Кроме того, на рис. 3.7 построены, рассчитанные по методике, приведенной в [37], характеристики удельных затрат полосы bF = DF/C и энергии bE = Ed /N0 , где C - пропускная способность каналов связи, Ed - энергия, затраченная для передачи одного бита информации, N0 - спектральная плотность мощности шума для сигналов с модуляцией по законам m01(r), cos(r) и cos2(r) (кривые 1, 2, 3 соответственно). Приводимые кривые [102, 116] позволяют сделать вывод о том, что ФМн сигналы с синтезированной функцией модуляции от дельных символов m01(r) превосходят сигналы с модуляцией по законам cos(r) и cos2(r) по помехоустойчивости.
Таким образом, синтезированная по нескольким показателям качества модулирующая функция отдельных символов ФМн сигналов, позволяет улучшить качественные показатели синтезированных выше робастных сигналов, одновременно повышая их помехоустойчивость.
Выбор элементной базы реализации радиотехнических устройств является
важной самостоятельной задачей, т.к. определяет как схемотехнические решения,
так и качественные показатели РТС. Развитие современной элементной базы
позволяет строить многие радиотехнические устройства на базе одного сиг-
Табл. 3.1. Типовые параметры МП комплектов
Параметр |
TMS320C5x |
ADSP21xx |
DSP5600x |
Производительность, MIPS |
20 |
20 |
16 |
Число команд |
47 |
51 |
62 |
ОЗУ команд |
1¸2к ´ 16 |
1¸2к ´ 16 |
0.5к ´ 24 |
ПЗУ команд |
2¸4к ´ 16 |
- |
3.75к ´ 24 |
ОЗУ данных |
1к ´ 16 |
0.5¸1к ´ 16 |
- |
Число последовательных портов |
1¸2 |
2 |
1 |
Наличие дополнительных устройств: |
|||
АЛУ |
+ |
+ |
+ |
МАС |
+ |
+ |
+ |
Shifter |
+ |
+ |
- |
HOST-интерфейс |
- |
+ |
- |
нального (МП) или однокристальной микро-ЭВМ [38, 119]. В этом случае проблема выбора типа МП решается путем формального анализа их параметров. Однако, зачастую, для заданной области применения могут подходить несколько МП, из которых и необходимо сделать выбор. Для таких ситуаций существуют специальные методики выбора МП, описанные, например, в [39, 120].
Как правило, на первом этапе выбора МП по таким показателям как разрядность и форма представления данных определяется несколько подходящих семейств МП [38]. Важно отметить необходимость многокритериального подхода к выбору семейства МП.
Так, с точки зрения разрядности (а следовательно и цены) не рационально использовать 16-разрядный МП, если можно обойтись длиной слова 8 бит. Однако при выполнении отдельных команд, например умножения с накоплением, 16-битный процессор при прочих равных условиях обеспечивает более высокое быстродействие. Как показано в [38], наибольшее распространение в настоящее время получили МП с разрядностями 16, 24 и 32 бита.
Уважаемый посетитель!
Чтобы распечатать файл, скачайте его (в формате Word).
Ссылка на скачивание - внизу страницы.