Повышение эффективности канальных кодеков ЦСП. Классификация методов канального цифрового преобразования, страница 6

Переменной величиной является Х = 20 lg(σ_у / y_пик.б) = 20 lg(U_д / U_пик.б) = = 20 lg(U_д / U_д), поскольку при С₁ = 1 из (14.14) имеем σ²_у = U_д²2[1 –R(T_Д)]. Для области значений Х < (–К_п), где K_п ≈ 12 дБ, защищенность определяется только шумами квантования, мощность   которых  существенно зависит   от   выбора   закона компрессии (величин n_с и N_c, которые, в свою очередь, определяют число разрядов кодовой комбинации цифрового сигнала  т = F_т/F_д = 1 + log₂n_c + log₂N_c, а также от величины коэффициента корреляции R(T_д). Каждой зависимости   1—8   соответствует свой набор значений n_c, N_c и т, сведенных в табл. 14.1. Для   сравнения   приведены также зависимости 9 и 10, соответствующие    линейной ДИКМ.

Таблица 14.1

Параметры зависимости ОСШК для АДИКМ-1 (по рис. 14.10)

Все графики на рис. 14.10 рассчитаны для одного значения R(Т_д) = R₁= 0,8. Для других значений R( Т_а) = R₂расчетное значение γ_адикм.1 увеличивается на величину

.

При изменении Х винтервале [–К_п; 0] наблюдается спад функции γ_адикм.1 за счет появления шумов ограничения. Можно показать, что при Х= 0 все зависимости «стягиваются» примерно к одному значению γ_адикм.1(Х = 0) ≈ 18 дБ. Для других значений R = R₂ ≠ R₁все зависимости приближаются к величине

γ_адикм.1(Х = 0) ≈ 18 + ∆γ_адикм.1.

Анализируя рис. 14.10, можно убедиться, что:

1)  использование адаптивного кодера разностного сигнала с цифровой компрессией (вариант АДИКМ-1) существенно расширяет динамический диапазон передачи по сравнению с линейной ДИКМ;

2)  при одном и том же значении m и F_т = тF_дцелесообразно выбирать вариант с большим числом сегментов характеристики экспандирования (ср., например, кривые 3 и 6).

При использовании цифрового варианта предсказателя по схеме рис. 14.9, который наиболее прост в реализации при предсказании первого порядка, можно применить цифровую компрессию по предсказанному сигналу (вариант АДИКМ-2), как показано на рис. 14.11, а. Этот сигнал равен сумме двух сигналов: одного U_np.j, неизменного на интервале кодирования и равного отсчету сигнала в предыдущей точке дискретизации, и второго ∆U_j(t), который изменяется (взвешивается) на интервале кодирования. Оба сигнала получаются на выходе ЦАП 7, на вход которого от НЦП 6 поступает в параллельном коде p-разрядное число. Оно получается в результате нелинейного цифрового преобразования n-разрядного числа, образующегося на выходе цифрового сумматора 4. При этом на первый вход сумматора поступает число из блока памяти 5, которое неизменно на интервале кодирования и соответствует величине U_np.j. На второй вход поступает q-разрядное число от блока управления 3, который построен по схеме рис. 13.19. Это число меняется (подбирается) в процессе взвешивания по сигналам от генераторного оборудования 9 и в зависимости от сигнала обратной связи с выхода порогового устройства 2. Формирователь кода встроится известным образом (см. рис. 13.20) и формирует q-разрядное число в последовательном коде.