Объединяя два последовательных балансных преобразователя так, как это показано на рис. 6.35, а, получаем двойной балансный преобразователь (рис. 6.35, б). В нем, как и в балансном при продольной симметрии ток несущей частоты и всех ее гармоник будет отсутствовать во входной и выходной цепях. Кроме того, в отличие от балансного в данном преобразователе при одинаковых параметрах всех диодов выходной цепи будут отсутствовать все составляющие тока преобразуемого сигнала, так как двойной балансный преобразователь при выполнении вышеназванного условия представляет собой мост (рис. 6.35, б), в котором источник преобразуемого сигнала и нагрузка включены в противоположные диагонали. На этом рисунке видно, что соединение диодов образует кольцо, поэтому данный преобразователь иногда называют кольцевым.
Рис. 6.34. Схемы параллельного (а) и мостового (б) баласных преобразователей;
их эквивалентная схема (в)
Рис. 6.35. Объединение двух последовательных балансных преобразователей (а) для создания схемы двойного балансного преобразователя (б); представление балансного преобразователя в виде моста (в)
Принимая те же допущения, что и при рассмотрении балансных преобразователей, можно представить двойной балансный преобразователь в виде устройства с переключателем П (рис. 6.36, а),управление которым осуществляется сигналом несущей частоты (рис. 6.36, б). Действительно, если положительный полупериод ЭДС несущей частоты открывает диоды Д1 и Д2 ( рис. 6.35, б), то отрицательный - их закрывает и открывает диоды Д3 и Д4. Таким образом, можно считать, что переключатель П (рис. 6.36, а) оказывается в верхнем положении при появлении импульса функции включения Н w (t), а в нижнем - при наличии импульса функции включения, сдвинутой относительно первой на половину периода несущей частоты Нw (t + Tw /2).
Сравнивая рис. 6.31 и рис. 6.36, а, замечаем, что ток в нагрузке двойного балансного преобразователя представляет собой сумму токов двух балансных. С учетом формулы (6.3) и фазовых соотношений запишем
Разность Нw (t)
-Нw (t + Tw /2).представляет
собой биполярную последовательность единичных прямоугольных импульсов со
скважностью 2 и может быть разложена в ряд Фурье следующего вида:
Тогда, если еW(t)=EW sin W t выражений для выходного тока приобретает вид
(6.9)
Рис. 6.36. Эквивалентная схема двойного балансного преобразователя (а); временные зависимости (б): преобразуемого сигнала еW сигнала несущей частоты еw и тока в нагрузке iH этого преобразователя.
Спектральный состав выходного тока показан на рис. 6.33,б. Сравнивая его со спектром выходного тока балансного преобразователя, видим, что отличие заключается только в подавлении двойным балансным преобразователем, соответствующей исходному сигналу.
Определим рабочее затухание двойного балансного преобразователя. Для мощности, отдаваемой источником сигнала в согласованную нагрузку, и в этом случае справедлива формула (6.6). Сравнивая (6.5) и (6.9), замечаем, что амплитуда полезной составляющей тока в нагрузке двойного балансного преобразователя при прежних значениях n1,n2,G' и ЕW вдвое больше, чем в балансном преобразователе. Тогда по аналогии с (6.7) и (6.8) можно записать
(6.10)
и для R'H=R'W
(6.11)
т.е. на 6 дБ меньше, чем минимальное рабочее затухание балансного преобразователя. Таким образом, в двойных балансных преобразователях не только подавляется исходный сигнал, но и рабочее затухание оказывается значительно меньше, чем в балансных. Эти преимущества особенно важны для групповых преобразователей, в качестве которых двойные балансные и используются, несмотря на их относительную сложность. Балансные преобразователи обычно применяются в качестве более массовых индивидуальных, к параметрам которых предъявляются менее жесткие требования.
Основным недостатком диодных преобразователей является невозможность удовлетворительно согласовывать их входное и выходное сопротивления с сопротивлениями внешних цепей. Обратимся вновь к эквивалентной схеме балансного преобразователя (см. рис. 6.31). При отрицательных полупериодах несущей частоты ключ К разомкнут. Следовательно, вся энергия источника преобразуемого сигнала отражается от входа преобразователя. Значительно лучше с источником сигнала согласуется двойной балансный преобразователь. Из рис. 6.36, а видно, что разрыв цепи имеет место только на тех коротких интервалах времени, когда происходит переброс переключателя П. Однако коэффициент несогласованности даже двойных балансных диодных преобразователей оказывается недопустимо большим из-за присущей всем пассивным устройствам влияния сопротивления нагрузки на входное. Обычно преобразователь нагружен на фильтр, выделяющий только верхнюю или нижнюю боковую полосу частот.
Остальные полезные и паразитные составляющие, на которые приходится более половины выходной мощности, возвращаются в преобразователь и, претерпев в нем те или иные изменения по частоте, амплитуде и фазе, поступают во входную цепь. Это не только понижает степень согласования преобразователя с источником сигнала, но и вызывает большие амплитудно-частотные искажения. Поэтому соединение пассивных преобразователей с внешними цепями осуществляется через согласующие аттенюаторы, что существенно увеличивает рабочее затухание.
Пассивные транзисторные преобразователи
Преобразователи частот имеют минимальные нелинейные искажения, если их нелинейные элементы работают в режиме, близком к ключевому. В диодных преобразователях ключевой режим достигается выполнением неравенства (6.2), т.е. существенным превышением амплитуды преобразуемого сигнала амплитудой сигнала несущей частоты. Если учесть, что число преобразователей в оконечной аппаратуре весьма велико, генераторное оборудование сигналов несущих частот оказывается громоздким и требует относительно большой питающей мощности. Поэтому все более широкое применение находят пассивные транзисторные преобразователи, в которых ключевой режим достигается при существенно меньшей мощности сигнала несущей частоты.
Уважаемый посетитель!
Чтобы распечатать файл, скачайте его (в формате Word).
Ссылка на скачивание - внизу страницы.