Формирование аналогового телевизионного сигнала. Тракт формирования телевизионного сигнала. Упрощённые структурные схемы видеоусилительного тракта ТВ центра для передачи изображений, страница 3

Зависимость модуля коэффициента частотных искажений входной цепи от частоты может быть записана в виде

.                                                   (2.9)

Графически зависимость  изображена на рисунке 2.1 б. Эти искажения эквивалентны воздействию на сигнал интегрирующего звена с постоянной времени R_Н С_Н. При больших значениях R_Н искажения видеосигнала во входной цепи недопустимо велики и они должны быть скомпенсированы в одном из последующих каскадов усилителя. Для полной компенсация необходимо, чтобы коэффициент передачи усилителя соответствовал выражению:

,                                                      (2.10)

где K₀ - коэффициент усиления на нижних частотах.

Графически (2.10) изображена на рисунке 2.1 б.

Тогда результирующий коэффициент усиления предварительного усилителя с учётом входной цепи равен:

.                                                        (2.11)

Предел   увеличению   R_Н    устанавливается возможностями коррекции высокочастотных искажений в усилителе. При простой противошумовой коррекции из-за увеличения полезного сигнала на низких и средних частотах ослабляется влияние шумов первого усилительного каскада.

Коррекция амплитудно-частотных искажений входной цепи, возникающих из-за высокого значения R_HC_H, обычно производится с помощью частотно-зависимого делителя (рисунок 2.2, а) или каскада с частотно-зависимой отрицательной обратной связью по эмиттерной цепи (рисунок 2.2, б).

Рисунок 2.1 – Простая противошумовая коррекция: а) принципиальная схема входной цепи; б) частотные характеристики выходной цепи и усилителя

Рисунок 2.2 - Упрощенные схемы коррекции частотных искажений входной цепи: а) с частотно-зависимым делителем; б) отрицательной обратной связью по эмиттерной цепи

В схеме (рисунок 2.2, а) сигнал поступает на потенциометрический делитель R₁C₁ R₂C₂ (С — ёмкость подстроечного конденсатора; С₂ — паразитная ёмкость). Параметры делителя выбираются так, что R₁>>R₂, C₁≈C₂, а комплексное сопротивление нижнего плеча Z₂ в пределах полосы пропускания не зависит от частоты. При этом комплексное сопротивление верхнего плеча Z₁ меняется в широких пределах: на высоких частотах оно одного порядка с Z₂, а на низких — в 100... 1000 раз больше. В результате коэффициент передачи делителя изменяется в зависимости от частоты сигнала. Уменьшение низкочастотных составляющих сигнала в корректоре при R₁C₁≈R_HC_H соответствует их увеличению во входной цепи. Поэтому результирующие частотные характеристики усилителя получаются равномерными в заданной полосе частот.

На средних частотах полосы пропускания коэффициент передачи делителя      

                                                              ^,                                 (2.12)                                                                                                                                                                                      

где у_р.доп = у_вху_к = 0,90 ... 0,98 — допустимый результирующий коэффициент частотных искажений устройства «входная цепь — корректор» на верхней граничной частоте полосы пропускания . Из этого выражения следует, что при увеличении R_Н и, следовательно, размаха входного сигнала размах сигнала на выходе усилителя фактически остается постоянным U_c = const из-за необходимости соответствующего уменьшения , т. е. ослабления сигнала в корректоре частотной характеристики входной цепи.

В схеме (рисунок 2.2, б)  параметры R_ЭC_Э   выбираются так, чтобы глубина отрицательной обратной связи на низких частотах была значительно больше, чем на высоких.

Для коррекции частотных искажений входной цепи используется также глубокая частотно-зависимая отрицательная обратная связь, охватывающая несколько каскадов. Однако устойчивость работы усилителя в этом случае уменьшается из-за больших фазовых сдвигов между входным напряжением и напряжением обратной связи.