Напрямки використання транзисторів, страница 6

Коефіцієнти підсилення, які визначені вище, вимагають деякого пояснення. Коли ми говоримо про підсилення сигналів, то складається враження, що на зростання амплітуд вхідних параметрів не втрачається ніяка енергія. Реально ж процес підсилення полягає в тому, що завдяки транзистору сигнали від малопотужного джерела керують перерозподілом енергії, споживаємої від високовольтного і потужного джерела. Розглянемо знову діаграми, приведені на рис.3.8. В режимі спокою на транзисторі виділяється омічна потужність

Р_С = U_C*I_C,

яка споживається від джерела Е_К. В такому режимі в навантаження потужність не передається і ККД підсилювача h_П=0.

Якщо ж на вході підсилювача з’являється сигнал, то на навантаженні його потужність буде визначатись формулою:

Р_Н = .

Потужність Р_Н береться від джерела живлення колекторної напруги і передається в навантаження. При цьому чим більша амплітуда вихідного сигналу, тим більша потужність споживається від джерела. Нескладні розрахунки дають можливість оцінити ККД підсилювача, як відношення:

h_П  =  »  

» .

Різниця між потужністю, що споживається в режимі спокою і віддається  в навантаження виділяється  на колекторі транзистора і залежить від амплітуди вихідного сигналу. Тому при розрахунках теплових режимів каскаду необхідно виходити з потужності Р_С.

Оцінка частотних характеристик

однокаскадного підсилювача.

Розглянута в попередньому розділі схема заміщення дає можливість не тільки оцінити робочі параметри в робочому частотному діапазоні, а також  встановити  їх частотні залежності на краях частотного діапазону, тобто на низьких і високих частотах роботи каскаду. При цьому скористаємось рядом спрощень, які дають можливість значно спростити кінцеві формули, розкрити фізичну сутність процесів в схемі та вплив  окремих елементів на характеристики каскада.

В  діапазоні низьких частот   конденсатори С₁ і С₂  будуть мати значний вплив  на величину коефіцієнта підсилення і ними знехтувати неможливо. В той же час модуль опору Х_СК конденсатора С_К буде набагато більший  за величину опору  r_K  , завдяки чому можна стверджувати:

                                   r_K // Х_СК   » r_K.

Виходячи з вказаних умов  схема заміщення каскаду  може розглядатись  як дві незалежні . В першій з них маємо джерело сигналу e_BX   з вхідним опо-ром r_ВХ  і навантаженням R_Б //r_Б, підключене через розділюючий конденса-тор С₁.

Вихід цієї частини схеми замикається на електроди  база- емітер  транзистора, з напругою між ними u_БЕ.

Комплексний коеффіцієнт передачі її:

де             

Логарифмічна амплітудно-частотна характеристика (ЛАЧХ) К_ВХ(jw) приведена на рис.3.11   ( крива 1).

Друга частина схеми може бути представлена як джерело напруги

                u_K =b*i_Б*( R_К // r_K )

з внутрішнім опором R_К // r_K, що дає можливість привести розглядаєму схему до типової

з ЛАЧХ, що відповідає  рис.3.11.  ( крива 2).

Виходячи з формули (  ) можна стверджувати, що коеффіцієнт під-силення каскаду  для діапазону низь-ких частот буде визначатись добут-ком кожної з розглянутих часткових схем. ЛАЧХ підсилювача для діапа-зону низьких частот може бути виз-начена як сума ЛАЧХ обох частко-вих схем, що відображено на рис.3.11 кривою 3.

Для діапазону високих частот опо-ром конденсаторів в схемі заміщення

                    Рис. 3.11                                ( рис. 3.10 )  можна знехтувати, але на величину вихідної напруги  u_K буде впливати опір конденсатора С_К , тобто Х_СК , величина якого суттєво зменшується порівняно з середнєчас-тотним діапазоном.

Величина U_K буде визначатись, виходячи з  формули:

 тобто в високочастотному діапазоні  зиження коєфіцієнта підсилення буде відбуватись за рахунок  власних прараметрів транзистора.

Таким чином  бачимо, що межа робочого діапазону підсилювача в низькочастотній області  визначається розділюючими конденсаторами, величини яких повинні бути як можна більшими. Зменшення ємкості вхідних конденсаторів можн досягнути зв рахунок збільшення вхідного опору  транзисторного каскаду, або,  відповідно, навантаження.