Экспериментальное исследование основных свойств преобразователей частоты на полевых транзисторах и интегральных микросхемах, страница 3

Рис. 3

Рассмотренные выше соотношения справедливы для линейного представления зависимости статической крутизны от управляющего напряжения (рис. 2). У реальных активных элементов статическая крутизна зависит от управляющего напряжения нелинейно и поэтому определение S_пр по коэффициентам Берга приводит к большим погрешностям. В этом случае крутизну преобразования необходимо определить по разложению в ряд Фурье S(t).

1.2. Преобразователи частоты на параметрическом элементе

Такой преобразователь частоты может быть реализован на активных элементах с двумя управляющими электродами (многоэлектродные лампы или двухзатворный полевой транзистор). В преобразователе частоты на двухзатворном полевом транзисторе напряжение сигнала U_С подается на первый затвор, а гетеродина U_Г – на второй. При этом обеспечивается хорошая развязка между цепями сигнала и гетеродина. Преобразователи частоты на параметрическом элементе так же, как и преобразователи частоты на нелинейном элементе, могут работать в двух режимах – с отсечкой и без отсечки крутизны.

Исходными данными для выбора режима является семейство статических характеристик выходного тока стока транзистора от напряжений на его затворах Е_з1 и Е_з2 (рис. 4). Графическим способом определяется наклон этих характеристик и строится зависимость крутизны S₁ от напряжения Е_з1 при постоянных значениях напряжений Е_з2 (рис. 5). По графикам рис. 5 определяется оптимальное напряжение смещения Е_з1опт, при котором крутизна максимальна. Для выбранного смещения Е_з1опт строится зависимость крутизны S₁ от напряжения на втором затворе Е_з2 (рис. 6), которая используется для выбора смещения Е_з2 (работа с отсечкой или без отсечки) и амплитуды гетеродина.

Крутизна преобразования S_пр определяется так же, как и для преобразователя частоты на нелинейном элементе.

Рис. 4                                                    Рис. 5

Рис. 6

1.3. Преобразователи частоты на интегральных микросхемах

Широкое применение в преобразователях частоты нашли универсальные микросхемы на основе дифференциального каскада с источником стабильного тока в эмиттерной цепи. В зависимости от места включения напряжений сигнала, гетеродина и контура нагрузки можно построить простые (рис. 7, а) и балансные (рис. 7, б, в) преобразователи частот.

Балансная схема позволяет уменьшить влияние шумов гетеродина на преобразователь частоты, возможность излучения гетеродинного напряжения по цепи сигнала и количество дополнительных каналов приема.

Балансные преобразователи частоты выполняются по схеме с симметричной (рис. 7, б) и несимметричной (рис. 7, в) подачей напряжения сигнала на вход преобразователя. Схема с симметричным входом отличается большим подавлением напряжения гетеродина и его гармоник, способностью подавлять синфазные помехи, но требует симметрирующего трансформатора на входе. Схема с несимметричным входом проще, но в меньшей степени подавляет гетеродинное напряжение и синфазные помехи.

а                               б                                     в

Рис. 7

На основе дифференциальных каскадов могут быть построены двухбалансные преобразователи частоты (рис. 8), которые позволяют еще в большей степени сократить количество дополнительных каналов приема.

Рис. 8

1.4. Побочные каналы приема

Побочными, или дополнительными каналами приема называются частоты, находящиеся за пределами основного канала приема, но сигналы которых проходят на выход радиоприемника. В общем случае при подведении к смесителю сигналов с частотами f_с и напряжения гетеродина с частотой f_г на выходе смесителя появляются токи с комбинационными частотами вида       ,                            (3)

где m, n – целые действительные числа.

На выходе смесителя выделяются только те комбинационные составляющие, частоты которых близки к промежуточной частоте f_пр, так как на эту частоту настроена избирательная нагрузка смесителя. Полагая в (3) f_к ≈ f_пр и решая это уравнение относительно f_с, получаем выражение, определяющее частоты основного и побочных каналов приема:

.                         (4)

Теоретически существует бесконечное число побочных каналов. Однако вследствие того, что амплитуды комбинационных составляющих тока в выходной цепи смесителя убывают с увеличением номеров гармоник сигнала m и гетеродина n, практически опасными являются лишь те дополнительные каналы,  которые соответствуют  значениям m £ 3 и n £ 3.