Вибір принципової схеми підсилювача та розрахунок елементів, страница 2

С₁₁==0.82 мкФ;

- Перший каскад попереднього підсилення: 

R_e=R₆+R₇==2.5 кОм;  R₅==12.5 кОм;

І_под1=10·І_бо1=10·40·10^-6=400 мкА;            R_под1==75 кОм;

R₄==9 кОм;           R₃=R_под1-R₄=75-9=66 кОм;

Розрахуємо елементи від’ємного зворотного зв'язку глибиною А=2:

А=1+Кβ;  К≈0.7·h_21e=0.7·30=21 раз;             β≈=0.04762;

R₆=R₅·β=12.5·10³·0.04762≈595 Ом;     R₇=R_e-R₆=2.5·10³-595=1.9 кОм;

С₄=≈21 мкФ; 

Для забезпечення коефіцієнта частотних спотворень на верхніх частотах М_н=4дБ у схемі було ввімкнено конденсатор С₃, а також приймемо, коефіцієнт частотних спотворень першого каскаду 3 дБ (1.4125 раз):

С₃=≈1.1 нФ.

3.3. Розрахунок пасивного регулятора тембру (з межами  ±15дб)

У даному пристрої передбачене плавне регулювання тембру на нижніх та верхніх частотах частотного діапазону. Використаємо RC регулятори тембру мостового типу. Виконаємо розрахунки згідно методики наведеної у журналі „Радио” випуск №1, 1969 рік, стор. 40-41.

Рис.4. Схема електрична принципова регулятора тембру НЧ і ВЧ

Потрібно розрахувати регулятор тембру з наступними характеристиками:

м_н=±15 дБ;    м_в=±15 дБ;    F_н=40 Гц;    F_в=12 кГц;

Приймемо R_н=R_в=4.7 кОм;

1. За таблицею 1 для м_{н. повне}=30 дБ знаходимо значення β≥45, приймемо β=50:

R₁₀==94 Ом;

2. За номограмою 1 для м_н=15 дБ і β=50 знаходимо м_в:  м_в=16.2 дБ;

3. За таблицею 2 для м_в=16.2 дБ  знаходимо: α=8; К_о=0.11.

R₈=α·R₁₀=8·94=752 Ом;

За номограмою 2 для r_н=R₁₀=94 Ом, м_н=15 дБ, F_н=40 Гц знаходимо:          

С₇=0.8мкФ; тоді   С₆==0.1 мкФ;

4. Приймемо γ=10 і знайдемо R₁₁:    R₁₁==470 Ом;

За номограмою 3 для r_в=R₁₂=4.7 кОм, м_в=16.2 дБ, F_в=12 кГц знаходимо:  

С₉=0.12 мкФ,        С₈==0.015 мкФ;

Для плавного регулювання тембру використаємо резистори зі зворотною логарифмічною залежністю (крива В). Для забезпечення розрахованої глибини регулювання тембру необхідно, щоб опір навантаження регулятора тембру був більшим за його вихідний опір, а внутрішній опір джерела сигналу меншим за вхідний опір регулятора.

3.4. Розрахунок регулятора підсилення

Згідно технічного завдання необхідно забезпечити діапазон регулювання підсилення 40 дБ, відповідно кратність зміни амплітуди вхідного сигналу буде відповідати: 10^0.05·40=100 раз.

Рис.5. Схема електрична принципова регулятора підсилення

Тому :       , а також приймемо R₁+R₂=10 кОм;

тоді     R₂==100 Ом; звідси R₁= (R₁+R₂)-R₂=10·10³-100=9.9 кОм.

Оскільки, регулювальні резистори мають допустимі відхилення опору від свого номіналу, тому приймемо R₁=10 кОм.

4. Загальна принципова схема підсилювача

Для розрахунку розділових конденсаторів, розподілимо коефіцієнт частотних спотворень для нижніх частот між ними, тому М_н^*==0.6 дБ≈1.0715 раз;

С₁≈≈103.4 мкФ;

Для розрахунку С₂ знайдемо еквівалентний опір у колі конденсатора:

- вхідна провідність транзистора VT1: G₁^*≈ =56.02 мкСм;

- провідність базового подільника: G_под1=R₃^-1+R₄^-1=(66·10³)^-1+(9·10³)^-1=126.3 мкСм;

- мінімальна вихідна провідність регулятора підсилення: G_рег≈(R₁+R₂)^-1=99 мкСм;

Враховуючи зворотній зв’язок глибиною А=2, отримаємо вхідну провідність першого каскаду:   G₁==91.2 мкСм;

тому:   R_екв.1=≈5.26 кОм;

С₂≈≈2 мкФ;

Розрахунок конденсатора С₅:

-  вихідна провідність першого каскаду:

R_VT1≈≈10 кОм;      R=R_VT1+R₆=10·10³+595≈10.6 кОм;

G_вих1==174.34 мкСм;

-  вхідна провідність регулятора тембру:

G_{вх. рег.}≈=400 мкСм;

тому:   R_екв.2=≈1.74 кОм;

С₅≈≈6 мкФ;

Розрахунок конденсатора С₁₀:

- вхідна провідність транзистора VT2: G₂^*≈ ≈3.85 мкСм;

- провідність базового подільника:

G_под2=R₁₃^-1+R₁₄^-1=(228.8·10³)^-1+(32.2·10³)^-1=35.4 мкСм;

- мінімальна вихідна провідність регулятора тембру: G_рег≈=666.7 мкСм;

тому:   R_екв.3=≈1.42 кОм;

С₁₀≈≈7.3 мкФ;

Розрахунок конденсатора С₁₂:

G_VT5(6)≈=5.6 мСм;      G_н==0.125 См;

R_екв4= G^-1_VT5(6)+ G^-1_н=(5.57·10^-3)^-1+0.125^-1≈187.5 Ом;

С₁₂≈≈55.14 мкФ;

С₂₅=≈10.6 мкФ.

Виконаємо вибір резисторів та конденсаторів згідно стандартних рядів.