Розробка структур­ної схеми низькочастотного пiдсилювача автомобільного музикального центру, страница 5

Частотні спотворення для області високих частот , що визначаються впливом транзистора в резистивному каскаді зі спільним емітером  визначаються

,                                        (1.8.1)

де,  - верхня частота робочого діапазону пристрою;  - гранична частота

транзистора.

Для транзистора КТ604А

 = 0 (дБ).

Транзистори  КТ342А ,КТ343А, КТ104А також є високочастотними тому вони аналогічно, не вносять частотні спотворення в області ВЧ. Для каскаду на польовому транзисторі частотні властивості не залежать від частоти в широкому діапазоні.

Частотні спотворення для області ВЧ , що вносяться елементами схеми каскаду визначаються з наступних умов

Для резистивного каскаду зі спільним колектором,емітером(витоком)

0,2...0,3 (дБ).

        Отже частотні спотворення пристрою в області високих частот дорівнюють

 (дБ),

 > .

Частотні властивості в області низьких частот визначаються с таких умов.

Для резистивного каскаду зі спільним  колектором, емітером (витоком)

0,8...1,2(дБ).

        Отже частотні спотворення пристрою в області низьких частот дорівнюють

 (дБ),

 > .

Так як для зменшення частотних спотворень введений ВЗЗ, то охоплюємо кінцевий каскад і каскади попереднього підсилення ВЗЗ з глибиною А₁=4. Тоді величина частотних спотворень з урахуванням ВЗЗ буде визначатися за формулою (1.8.2)

                                        (1.8.2)

де А- глибина ВЗЗ; М- величина частотних спотворень без урахування ВЗЗ у разах.

Вимоги ТЗ стосовно частотних спотворень виконується без врахування впливу ВЗЗ в області ВЧ і з врахуванням ВЗЗ в області НЧ.

Нелінійні спотворення потрібно розподілити наступним чином [1] на   попередні два каскади 0,1% по 0,1% на кожен , а на кінцевий каскад – решту 2,8%, відповідним чином каскади на транзисторах VT2,VT3 мають по  0,1%, а каскади на транзисторах VT4,VT5 – 1,3% кожен  Враховуючи, що підсилювач потужності охоплений глибоким ВЗЗ з А₁=4 розрахункова величина коефіцієнта нелінійних спотворень  повинна бути не більша 3%.

1.9 Розробка структурної схеми.

В основу розробки структурної схеми покладемо дані, отримані у розрахунках, які проведено вище.

Дана схема буде живитись джерелом сигналу амплітудою 0,2В.Для регулуювання гучності, після універсального входу поставимо регулятор гучності, далі буде стояти узгоджуючий каскад на польовому транзисторі

КП303А, включення спільний витік. Регулятор тембру введемо після узгоджуючого каскаду, тому що він не повинен попадати у коло зворотнього

звязку.Потім стоїть каскад кінцевого підсилення  двохтактний з додатковою

симетрією плеч. У якого вихідні  транзистори VT4- КТ604А та VT5- КТ604А, навантажений динаміком. На «розкачці» вихідних транзисторів будть стояти транзистори VT2-КТ815А та VT3-814А за схемою включення СК; при чому VT2-КТ815А на «розкачці» VT4- КТ604А відповідно VT3-КТ814А - VT5 –

КТ604А. Перед даною схемою включення транзисторів буде стояти каскад на

транзисторі VT1 – КТ104А з схемою включення СЕ, що буде виступати каскадом попереднього підсилення. Для зменшення частотних спотворень каскад двохтактний з додатковою симетрією плеч, що включає в себе каскади на транзисторах VT1 – VT5   охоплені ВЗЗ з глибиною 4.

Структурна схема приладу на дискретних елементах наведена у додатку Г(рисунок Г.1)

1.10  Обґрунтування можливості використання мікросхеми

При використанні інтегральних мікросхем, треба керуватися вимогами що дані у ТЗ, тобто обрана ІМС має виробляти потрібну номінальну вихідну потужність та мати допустиме значення коефіцієнту гармонік.

Виходячи з вище представлених вимог, каскади попереднього і кінцевого підсилення можна замінити на ІМС, ТDA1010А [4].

Нижче приведена таблиця порівняльних даних  ІМС з параметрами схеми на дискретних  елементах та з даними заданими в ТЗ

Таблиця 1.9.1- Порівняльні дані

Параметри	ІМС	Дискретні елементи	ТЗ
Напруга джерела живлення Еж,В	+12	+12	+12
Вихідна потужність Р0 ,Вт	4	1	1
Коефіцієнт гармонік Кг,%	0,2	3	3