Електричний розрахунок каскадів пристрою з вхідним опором не менше 100 кОм, страница 2

Амплітуду змінної складової стокового струму знаходимо по прохідній характеристиці Іс зм = 80 мкА.

Вихідна напруга без зворотнього зв’язку Uвих = 120 мВ.

Вихідна напруга  з зворотнім зв’язком Uвих = 80 мВ.

Так як в цьому каскаді утворюється послідовний негативний зворотній зв’язок за струмом то необхідно підібрати таке значення резистору R3 щоб він утворював зворотній зв’язок з коефіцієнтом b = 0.083. Значення напруги зворотнього зв’язку розраховується по формулі U_b = b*Uвих_b = 0.083*80 = 6.64 мВ. Тоді можна розрахувати значення резистора R3: R3 = U_b/Іс зм = 6.64*10^-3/8*10^-5 = 83 Ом, приймаємо стандартне значення резистора 82 Ом.

Значення резистора R4 знаходиться зі значення витокового опору: R4 = Rв – R3 = 155 – 82 = 73 Ом. Тому резистор R4 буде складатися з двух резисторів 62 Ом та 11 Ом. (це пов’язано з тим, що зміна опору в колі витоку приводить до зміни напруги зміщення, а тому змінюється крутість транзистора).

Значення конденсатора С3 розраховується за тими же умовами, що й Сф тобто С3 = 50/(2p*Fн*R4) = 10/(6.28*30*73) = 0.72*10^-4 Ф = 720 мкФ. Приймаємо стандартне значення 750 мкФ.

Нелінійні спотворення в польовому транзисторі при роботі на малому сигналі мають значно менше значення ніж в біполярному.

Частотні спотворення на низьких частотах залежать від значень ємностей С1 та С2 так як вхідний опір каскаду та ємність С1 утворюють фільтр високих частот на вході, а вхідний опір слідую чого каскаду та ємність С2 утворюють фільтр ВЧ на виході, вхідний опір каскаду на ПТ Rвх пт = 100 кОм, а вхідний опір послідуючого каскаду (регулятор тембру на ОП) дорівнює Rвх оп = 150 кОм. Тому значення частотних спотворень можна розрахувати по формулі для коефіцієнта передачі ФВЧ:

,  вибираємо стандартну ємність 1 мкФ для С1 та С2, тому для вхідного кола на нижній частоті 30 Гц Кпер вх = 0.998, а для вихідного кола Кпер вих = 0.9993. Тому Мн вх = К₀/Кпер вх = 1/0.998 = 1.002   = (0.017дБ), а  Мн вих = К₀/Мн вих = 1/0.9993 = (0.006 дБ). Загальне значення спотворень Мн = Мн вх + Мн вих = 0.017 + 0.006 = 0.023 дБ.

Розрахуємо частотні спотворення схеми в області верхніх частот М_в, дБ:

М_в.сх  =,

де С_о = С_вих + С_м + С_вх ,

де С_вих  ≈ 35 пФ; С_м  ≈ 10 пФ,

Отже  С_о = 35 +10+18 = 63 пФ.

Так як опір навантаження малий в порівнянні з вхідним опором послідуючого каскаду то приймаємо R_å » Rн.

Звідси:

М_в.сх  =  =  1.0035 або 0.03 дБ

На рис.3.1.4. зображена розрахована схема підсилювача на польовому транзисторі КП303А. На полюси “+” та “-“ подається напруга живлення 15 В, коло R7R8 та С4 – фільтруюче коло. Вхідне коло С1R1R2 де R1 є потенціометр. Резистор R3 це опір навантаження. Коло R4R5R6 визначає напругу зміщення транзистора, а резистор R4 виконує ще функцію послідовного зворотнього зв’язку. Конденсатор С2 закорочує резистори R5 та R6 за змінним струмом.

Використовуючи довідкові данні [10] вибирається тип елементів:       

В якості постійних резисторів використаємо резистори типу МЛТ. Ці резистори вміщують резистивний елемент у вигляді дуже тонкої металевої плівки (десяті долі мікрометра), яка осаджена на основі з кераміки чи скла. Металоплівкові резистори характеризуються високою стабільністю параметрів, слабкою залежністю опору від частоти, напруги, та високою надійністю поряд із невеликою ціною. Це все дає змогу зробити висновок про доцільність використання саме цього типу резисторів при проектуванні даного підсилювача. В якості конденсаторів використовуються малогабаритні ємності типу К50 – 35. Тому R1 – СП2-6а-0.25-100к10%, R2-0.125-1к%10, R3-0.125-1.5к10%, R4-0.125-82Ом10%, R5-0.125-11 Ом10%, R6-0.125-62 Ом10%, R7-0.125-360 Ом10%, R8-0.125-15 Ом10%. С1,С3 – К50-35-1 мкФ´25В±10%, С2 – К50-35-750 мкФ´6В±10%, С4 – К50-35-500 мкФ´25В±10%. Потужність яка розсіюється на резисторах не перевищує 10 мВт.

3.2. Електричний розрахунок регулятора гучності

Схема регулятора показана на рис.3.2.1.

Згідно з технічним завданням регулювання гучності повинно бути в межах 40 дБ або 100 раз.

Це можна досягти зміною коефіцієнта передачі регулятора від 0.01 до 1. Схема регулятора представляє собою звичайний резистивний подільник напруги, він знаходиться в першому підсилювачі в колі затвору та визначає вхідний опір каскаду. Конденсатор С1 розділовий. Частота фільтра високих частот С1R1R2 значно нища ніж нижня робоча частота по ТЗ.

Розраховуються елементи подільника виходячи з формули :

; звідси  та .

Якщо прийняти що номінал резистора R1 = 100 кОм то значення резистора R2 = 1010 Ом, (значення визначається при коефіцієнті передачі Кпер = 0.01 це відповідає схемі на рис.3.2.2) приймаємо значення R2 = 1 кОм.

3.3. Електричний розрахунок вихідного підсилювача

Після розрахунку структурної схеми було з’ясовано що на виході підсилювача буде використовуватися інтегральний підсилювач К174УН15 (схема підсилювача зображена на рис.3.3.1) який забезпечує всі необхідні параметри та має різні захисти під перевантажень. Так як мікросхема підсилювача вмикається по типовій схемі то розрахувати потрібно розділову ємність С9 та С10. Для цього використовують таку формулу:

= 1/(3´30´4) = 2,7´10^-3 = 2700 мкФ. Приймаємо стандартне значення ємностей С9 та С10 – К50-35-3300 мкФ´25 В±10%.

Розрахувати спотворення від впливу розділової ємності можна по формулі для коефіцієнта передачі фільтра високої частоти, тому Кпер = 0.927 тоді Мн = 1/0.927 = 1.078 або 0.658 дБ. ( згідно розрахунку структурної схеми Мн = 0.9 дБ). Вхідний опір мікросхеми дуже великий тому значення спотворень невелике при значеннях вхідних розділових ємностей як зображено на рис.3.3.1.