Чтобы понять, рассмотрев ненормальную зависимость затвора и длины, мы использовали самосогласованный постоянный ток, NF , S-параметры эквивалентной модели схемы, показанной на рис. 2 модель устройств. Модель устройства содержит внутреннюю BSIM3v3 модель, добавочное Rg к затвору, и дополнительное сопротивление шунта для моделирования подложки потери. Пригодности этой эквивалентной модели цепи рассматривается хорошее совпадение измеренных и смоделированных данных, приведенных ниже.
Рисунок 3. – показаны измеренные и моделирование – ID и VDхарактеристики, S – параметры до 20 ГГц, и NFmin 0,13-мкм МОП-транзистора
Рисунок 4 – зависимость извлеченного Rg и потери сопротивления подложки (Zg-sub) на затворе для 0,13-и 0,18-мкм МОП-транзисторов
Рисунок 3 (а) - (в) показаны измеренные и моделирование – ID и VDхарактеристики, S – параметры до 20 ГГц, и NFmin до 7,2 ГГц, 0,13-мкм МОП-транзисторе с наибольшим числом 70. Хорошее соглашение между моделирования и измерениями постоянного тока ID -VD, S-параметры, и NFmin получены для 0,13 мкм МОП-транзисторе в 70 показателе . Подобные хорошие соглашения измеренных и смоделированных данных для различных затворов постоянного тока ID -VD, S-параметров, и NFmin, а получены также в других показателях 0,13-мкм МОП-транзисторе и всех показателях 0,18-мкм МОП-транзисторов (не показано).Хорошее совпадение измеренных и смоделированных данных для различных затворов и длины затвора указывают высокая точность цепи эквивалентной модели, которые могут быть в дальнейшем использованы для извлечения параметров устройства [3], [10].
Поскольку сигнал RF является затвором входа и усиливается после прохождения, несмотря на выход стока, доминирующий источник шума затвора входа. Это происходит потому, шум в системе звукоусиления связан с уравнением
[12]: 
Таким образом, шум системы с усилением регулируется на входном каскаде, где Gi коэффициент усиления каждого каскада. Рис. 4 показана зависимость извлеченного Rg и затвора подложки потери сопротивления (Zg-sub) на затворе. Уменьшение затвора сопротивление, с увеличением номера наблюдается связанное с параллельным эффектом и объясняет снижение NFmin как в нашем смоделированном устройстве. Причиной аномально возрастания >50 в 0,18-мкм МОП-транзисторе связано с уменьшением Zg-sub в связи с большой областью потерь подложки. Чем выше Rg в 0,13-мкм МОП-транзисторе тем выше NFmin, а уменьшения длины затвора от 0,18 до 0,13 мкм из-за меньшего затвора области. С экстраполированными данными 0,13-мкм МОП-транзисторе и хорошо калиброванный модель устройства, похожие увеличение шума после увеличения затвора >70 является также полученными, как показано на рис. 1. Устанавливается верхний предел увеличение затвора даже без учета устройства области и потребление энергии. Таким образом, дальнейшее уменьшение длины затвора даст более высокий NFmin, если изменять T-затвора структуры МОП-транзисторы.
ВЫВОД
Мы обнаружили сильную зависимость NFmin от расположения показателя номера и длиной затвора, что связано с комбинированным эффектом Rg и эффектом потерь на подложки. В структуру T-затвора необходимо уменьшить радиочастотные помехи для дальнейшего уменьшения МОП-транзистора
СПИСОК ИСПОЛЬЗОВАННОЙ ЛИТЕРАТУРЫ
1. K. T. Chan, A. Chin, C. M. Kwei, D. T. Shien, and W. J. Lin, “Transmission line noise from standard and proton-implanted Si,” in IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig., 2000, pp. 763–766.
2. Y. H. Wu, A. Chin, K. H. Shih, C. C. Wu, S. C. Pai, C. C. Chi, and C. P.Liao, “RF loss and cross talk on extremely high resistivity (10K–1M-cm) Si fabricated by ion implantation,” in IEEE MTT-S Int. Microwave Symp.Dig., 2000, pp. 241–244.
3. K. T. Chan, A. Chin, Y. B. Chen, Y.-D. Lin, D. T. S. Duh, and W. J. Lin, “Integrated antennas on Si, proton-implanted Si and Si-on-quartz,” in IEDM Tech. Dig., 2001, pp. 903–906.
4. Y.H.Wu, A.Chin, K.H. Shih, C. C. Wu, C. P. Liao, S. C. Pai, and C.C.Chi, “The fabrication of very high resistivity Si with low loss and cross talk,” IEEE Electron Device Lett., vol. 21, pp. 394–396, 2000.
5. J. N. Burghartz, M. Hargrove, C. S. Webster, R. A. Groves, M. Keene, K. A. Jenkins, R. Logan, and E. Nowak, “RF potential of a 0.18-mCMOS logic device technology,” IEEE Trans. Electron Devices, vol. 47,pp. 864–870, Apr. 2000.
6. H. Iwai, “CMOS technology for RF application,” in Proc. IEEE Int. Conf. Microelectron., 2000, pp. 27–34.
7. C.C. Enz and Y. Cheng, “MOS transistor modeling for RF IC design,” IEEE Trans. Solid-State Circuits, vol. 35, pp. 186–201, Feb. 2000.
8. N. Zamdmer, A. Ray, J.-O. Plouchart, L. Wagner, N. Fong, K. A. Jenkins, W. Jin, P. Smeys, I. Yang, G. Shahidi, and F. Assaderaghi, “A 0.13-mSOI CMOS technology for low-power digital and RF applications,” in Proc. VLSI Symp. Tech., 2001, pp. 85–86.
9. J. J. Ou, X. Jin, C. Hu, and P. R. Gray, “Submicron CMOS thermal noise modeling from an RF perspective,” in Proc. VLSI. Symp. Tech., 1999, pp.151–152.
10. Y. H. Wu, A. Chin, C. S. Liang, and C. C. Wu, “The performance limiting factors as RF MOSFET’s scaling down,” in Int. RF-IC Symp., 2000, pp. 151–155.
11. R. Follmann, J. Berben, D. Kцther, P. Waldow, J. Borkes, and I. Wolff, “A universal method for calculating and extracting the LF and RF noise behavior of nonlinear devices,” in IEEE GaAs Dig. 2000, pp. 47–51.
12. R. Pettai, Noise in Receiving Systems. New York: Wiley, 1984, p. 132.
Уважаемый посетитель!
Чтобы распечатать файл, скачайте его (в формате Word).
Ссылка на скачивание - внизу страницы.