Повышение частоты преобразования электроэнергии в источниках вторичного электропитания. Допускаемое отклонение читающего напряжения от номинального, страница 40

Находят практическое применение и более сложные схемы фильтров, в которых используются различные цепи ООС или резонансные явления. Так, в схеме сглаживающего фильтра на рис. 6.19е дроссель имеет специальную обмотку  w2, создающую в его сердечнике переменную составляющую магнитного потока, направленную встречно с потоком основной обмотки w1, т.е. компенсирующую пульсации.

В схеме фильтра на рис. 619ж одна из обмоток w2 дросселя Др используется как индуктивность и образует совместно с конденсатором С последовательный резонансный контур, настроенный на частоту одной из гармоник напряжения пульсации, обычно на первую. Недостатком резонансных фильтров является их избирательное действие только для одной из частот напряжения пульсации, что в ряде случаев бывает недостаточно.

Транзисторные фильтры по сравнению с индуктивно-емкостными сглаживающими фильтрами имеют меньшие габариты, массу и большой коэффициент сглаживания пульсаций. Основные схемы транзисторных сглаживающих фильтров приведены на рис. 6.20. Эти фильтры могут быть выполнены по схемам с последовательным и параллельным включением транзистора и нагрузки.

Принцип действия транзисторного фильтра с последовательным включением транзистора и нагрузи основан на том, что коллекторный и эмиттерный токи транзистора практически не зависят от напряжения между коллектором и эмиттером. В схеме на рис. 6.20а базовый ток транзистора Т задается резистором  Rб. Так как конденсатор С достаточно большой емкости, то напряжение пульсаций на переходе эмиттер – база отсутствует. Переменная составляющая напряжения пульсаций в основном прикладывается к переходу база – коллектор и выделяется на транзисторе Т. Поскольку в коллекторном и эмиттерном токе переменная составляющая отсутствует, то сопротивление нагрузки Rн может быть включено как в цепь эмиттера (рис. 6.20а, б), так и в коллекторную цепь (рис. 6.20в).

Коэффициент сглаживания транзисторного фильтра тем больше, чем больше коэффициент передачи тока и значение отношений

, т.е чем меньше напряжение пульсаций будет приложено к переходу эмиттер – база транзистора. Для этого конденсатор С заменяется двухзвенным RC-фильтром, выполненным на элементах  Rб1,Cб1,Rб2 и Сб2 (рис. 6.20г). Для увеличения коэффициента передачи тока транзистора он может быть составным (Т1, Т2). К. п. д. транзисторного фильтра будет тем больше чем меньше падение постоянного напряжения на транзисторе, однако при этом амплитуда переменной составляющей напряжения на транзисторе не должна превышать постоянного напряжения, иначе фильтр теряет работоспособность.

Транзисторные фильтры с балластным резистором Rб л и параллельным включением транзистора относительно нагрузки (рис. 6.20д) применяются при сравнительно низких значениях выпрямленных напряжений (до нескольких десятков вольт). Рабочий режим транзистора Iк мин задается выбором сопротивлений резисторов R1, R2 делителя напряжения. Переменная составляющая выпрямленного напряжения в этой схеме прикладывается к переходу эмиттер – база транзистора, усиливается и выделяется на балластном резисторе Rб л. Эта переменная составляющая оказывается в противофазе с переменной составляющей напряжения, поступающей от схемы выпрямления через резистор Rб л непосредственно в нагрузку, в результате чего происходит их взаимная компенсация.

Амплитуда переменной составляющей тока через транзистор Т должна быть меньше рабочего тока коллектора Iкмин. Ток Iкмин в то же время не должен быть очень малым, так как это потребует увеличения сопротивления резистора Rб л , что приведет к снижению к. п. д. схемы. Слишком большим ток Iкмин выбирать также нецелесообразно, поскольку это приводит к увеличению потерь мощности на транзисторе.

Коэффициент сглаживания параллельного транзисторного фильтра будет тем больше, чем больше сопротивление резистора Rб л, емкости конденсаторов С1 и С2, а также чем больше крутизна вольт-амперной характеристики транзистора.