Зворотні зв’язки в електронних схемах. Вплив зворотних зв’язків на схемотехніку і параметри підсилювачів. Використання зворотніх зв’язків для лінеаризації нелінійностей в електроних схемах, страница 8

                              Рис.4.17.                     підсилення каскаду буде  мінімальним. На бокових  частотах коефіцієнт зворотного зв’язку g зменшується, а К_U  зростає до значення, що відповідає відсутності зворотного зв’язку. Така особливість залежності K_U( f ) приводиться на рис.4.17,б.

З приведених прикладів можна зробити висновок, що частотно залежні зворотні зв’язки відкривають широкі можливості в формуванні частотних властивостей підсилювачів.

Особливості схем підсилення на польових транзисторах.

     Для виявлення особливостей схем підсилювачів скористуємось узагальненою схемою, що приведена на рис.4.18,a. Вважаємо, що в усьому аналізуємому частотному діапазоні опір конденсатора С_Д Xc<<R_Д, тому в схемі заміщення опір R_Д враховувати не слід. Навантаження R_Н приєднується через С₂ до стоку транзи-стора. При цих умовах одер-жуємо схему заміщення, що приведена на рис.4.18,б. По-дібно до схем з біполярними транзисторами вона склада-ється з двох частин. Вхідна частина забез-печує взаємо-зв’язок між е.р.с. джерела сигналу е_г і напругою на затворі U_З.

     Розглядаючи схему по діапазонах частот, для середньочастотного маємо:

,

і при r_Г =0   U_З = е_Г.

     В діапазоні низьких частот властивості вхідної частини схеми заміщення, подібно до біполярних транзисторів, визначаються конденсатором С₁, точніше,  постійною часу  t_1Н =С₁ (R₁//R₂).

     Наявність конденсаторів C_ЗД і С_ЗС приводить до того, що вхідні кола схеми впливають і на високочастотний діапазон частотної характеристики підсилювача. Частота f_1В, з якої почнеться зниження коефіцієнта передачі розглядаємої частини схеми, задається постійною часу:

                ( f_1В)^-1 = t_1В = r_Г (С_ЗД + С_ЗВ)            

     Вхідний опір схеми визначається лише опорами R₁ і  R₂, тобто

R_ВХ = R₁ //R₂

і набагато перевищує вхідний опір схеми на біполярних транзисторах.

     Вихідна частина схеми заміщення дозволяє визначити коефіцієнт підсилення по напрузі

;

вихідний опір

R_ВИХ = r_i // R_C,

а також постійні часу низькочастотного

t_2Н = С₂R_Н

і високочастотного діапазону

t_2В = С_ДС(r_i //R_Д //R_Н ).

     Для схеми повторювача напруги (рис.  )  необхідно прийняти Х_СД =µ і R_C =0, а напруга навантаження знімається з резистора R_Д. В такому випадку схема заміщення вихідної частини буде мати вигляд, що відповідає правій частині рис. 4.19.   Відміна в вихідних частинах обумовлена протилежним напрямком включення джерела струму , і заміною Rc на низькоомний резистор R_Д. Відповідно, одержимо коефіцієнт підсилення по напрузі

KuSR_Д;

вихідний опір

                                       R_ВИХ = r_i // R_Д  » R_Д.

Використання зворотніх зв’язків для лінеаризації нелінійностей в електроних схемах.

Для пояснення такої властивості зворотніх звязків звернемось знову до розглянутої раніше схеми, що приведена на рис. 3.20.

Ефектівність лінеаризації забезпечується не лише завдяки наявності компенсуючої напруги U_ДВ/2, а також завдяки дії від’ємного зворотного зв’язку по вихідній напрузі. Пояснимо це більш детально. Напруга U_ВИХ обчислюється по формулі:

       (  )

     Якщо виконується умова  R₁>> R_ДВ , то формула (…) може бути представлена у вигляді:

     Для незначних відхилень від положення робочої точки  О з заданим струмом І_СО при напрузі U_ВХ.О можна записати:

     В результаті приведена на рис.3.20 схема може бути представлена в вигляді структурної схеми , зображеної на рис. 4.18, в якій прийнято:

,  а   ,

     Якщо K_UO лінійний параметр, то між DU₃ і DU_ВИХ буде мати місце постійна пропорція. Якщо параметр K_UO нелінійний, то, наприклад, використовуючи представлення нелінійної функції в вигляді ряду Маклорена, можна відхилення вихідного параметру від лінійного

                          Рис.4.18.                   значення представити в вигляді аддитивної перешкоди DU’_ВИХ. Тоді, в відповідності з властивостями зворотних зв’язків

,

тобто складова, обумовлена нелінійністю перетворення буде знижена в 1+gК_UO раз, що еквивалентно лінеаризації нелінійності.

     Приведений спосіб лінеаризації в практиці електронної техніки використовується досить широко. Стосовно приведеної схеми, то її використання корисно в тих практичних задачах, де необхідні досить низькі нелінійні спотворення при регулюванні сигналів.