Приемно-передающие устройства радио­технических систем: Учебное пособие, страница 70

Реализуемые в настоящее время весовые модули на СВЧ яв­ляются, как правило, пассивными. Они выполняются на основе СВЧ аттенюаторов и фазовращателей [4,5].

Простейший весовой модуль может состоять из последователь­но включенных управляемых аттенюатора и фазовращателя, при­чем фазу необходимо изменять во всем диапазоне углов от 0° до 360°. Для управления отдельно амплитудой и фазой колебания в каждом канале необходимы напряжения (или цифровые коды), пропорциональные модулю /ri/ и аргументу argri весового ко­эффициента (рис. 5.13). Однако такие весовые модули не нашли широкого применения ввиду трудности построения широкополос-



ных фазовращателей с постоянными потерями во всем требуемом диапазоне   регулирования   фазы.


В квадратурном весовом модуле   (рис. 5.14,а)   принцип управ­ления комплексным 'коэффициентом передачи сигнала основан на

расщеплении его на две равные по амплитуде с взаимным сдви­гом фаз 90° квадратурные составляющие, которые после прохож­дения через управляемые аттенюаторы и коммутаторы фазы 0°, 180° оказываются умноженными на вещественную sign Re r,|Re r,-| и мнимую sign Im rt j lm rt j части весового вектора. Результиру­ющий сигнал на выходе сумматора оказывается умноженным на комплексный весовой коэффициент ri (рис. 5.14,6).

Дальнейшее развитие квадратурного весового модуля показано на рис. 5.15. Здесь производится разделение входного сигнала на четыре равные части и после соответствующего изменения фазы и интенсивности сигнала в каждом подканале они складываются в сумматоре на четыре входа. Управление верхней и нижней парами аттенюаторов производится раздельно. Причем на один из атте­нюаторов поступает непосредственно реальная или мнимая часть весового коэффициента, а на второй—через инвертор (ИНВ). Здесь каждый аттенюатор управляется только при подаче положитель­ного напряжения, а при подаче    отрицательного — .имеет максимальное ослабление. Тогда в каждый момент времени в каждой паре приоткрыт только один аттенюатор в зависимости от знака реальной (мнимой) части весового коэффициента и обеспечивает­ся выбор необходимого квадранта комплексной плоскости коэф-

фициента передачи весового модуля рис. 5.14,6. Амплитуды уп­равляющих напряжений обеспечивают установку заданного ком­плексного коэффициента передачи в выбранном квадранте.

По сравнению с предыдущими вариантами построения весового модуля последний имеет значительные энергетические потери (более 10дБ), обусловленные делителем, сумматором и тем, что в каждый момент времени приоткрыты только один или два ат­тенюатора из четырех. Для исключения этих потерь перед пас­сивными весовыми модулями обычно устанавливают МШУ.

В качестве управляемых аттенюаторов в весовых модулях обычно используются аттенюаторы на рiп-диодах с аналоговым или цифровым управлением [7]. В низкой части СВЧ диапазона в качестве управляемых элементов могут широко использоваться регулируемые усилители на двухзатворных полевых транзисторах из арсенида галлия с затвором Шоттки (ДПТШ). Параметры не­которых весовых модулей СВЧ можно найти в [14].

Весовые модули на промежуточной частоте и низкой части СВЧ диапазона волн строятся чаще всего по квадратурным схе­мам с активными балансными усилителями в каждом квадратур­ном подканале (смотри структурные схемы предыдущего подраз­дела). Балансные усилители обычно создаются на микросхемах, транзисторах и имеют дифференциальное управление. Упрощен­ная принципиальная схема транзисторного балансного усилителя



приведена на рис. 5.16. При равенстве нулю управляющего на­пряжения (Uy=0) амплитуды и фазы токов промежуточной час­тоты, протекающие через транзисторы УТЛ и VT2, одинаковы. По-


этому амплитуда выходного напряжения, снимаемого со вторич­ной обмотки трансформатора, равна нулю. Если управляющее на­пряжение, подводимое к базам транзисторов в различной поляр­ности, отлично от нуля (Uу<>0), то амплитуды токов транзисто­ров будут неодинаковыми. В результате амплитуда выходного напряжения промежуточной частоты увеличивается пропорциональ­но /Uу/, а его фаза 0° или 180° определяется знаком Uy.

В гетеродинных автокомпенсаторах в качестве весовых моду­лей используются смесители. В этих модулях взвешивание вход­ных сигналов совмещено с преобразованием их центральных час-тог н осуществляется за счет изменения амплитуды и фазы коле­бания гетеродинного напряжения, которое является комплексным весовым коэффициентом. Структурная схема одноканального ге­теродинного автокомпенсатора помех приведена на рис. 5.17. Ра­бота автокомпенсатора достаточно подробно описана в [2].

При ее технической реализации используются обычные уси­лители промежуточной частоты и смесители, рассмотренные в разд. 2. Использование в качестве интеграторов (Инт) обычных резонансных систем 'не всегда возможно, так ка|к часто получить достаточно узкую полосу пропускания на частоте гете­родина не удается. Кроме того, в таких интеграторах трудно обеспечить высокую фазовую стабильность и возможность регу­лировки постоянной времени интегрирующего фильтра [9]. Эти требования делают более предпочтительным вариант построения интегратора с разложением выходного сигнала См 3 на синфаз­ную и квадратурную составляющие, которые после интегрирова­ния в низкочастотных RС-фильтрах преобразуются в радиоси­гнал на частоте гетеродина при помощи модуляторов Ми сумма­тора радиосигналов E (Рис- 5.18). 284


В настоящее время сумматоры радиосигналов разрабатыва­ют как на базе пассивных элементов, так и на базе транзистор­ных усилителей (рис. 5,19,а,б,в). В схеме рис. 5.19,а резисторы Rl, R2 служат для уменьшения связи между входными цепями. Обычно выбирают Rl, R2 > (10...20) R, где /?вх —входное со­противление   резонансного   усилителя   [8].

Транзисторные сумматоры  рис.  5.13,б,е характеризуется  еще